邱繼浪，何英杰，焦乾明，劉進(jìn)軍

（西安交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，陜西省西安市 710049）

0 引言

近年來，新能源接入電網(wǎng)的容量不斷增大。光伏發(fā)電技術(shù)因其安全性和可靠性得到了廣泛應(yīng)用［1］。在光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中，變換器的效率、體積和重量是其重要的指標(biāo)。非隔離型逆變器省去了隔離變壓器，結(jié)構(gòu)更為簡(jiǎn)單、體積小、轉(zhuǎn)換效率高［1-2］。但由于缺少隔離變壓器導(dǎo)致的漏電流問題，使其應(yīng)用受到了一定的局限［3］。高頻漏電流會(huì)導(dǎo)致傳導(dǎo)和輻射干擾增加，危及設(shè)備和人員安全［3-4］。根據(jù)德國(guó)VDE-0126-1-1標(biāo)準(zhǔn)，漏電流峰值不應(yīng)高于300 mA。

三電平逆變器具有耐壓等級(jí)高、輸出電壓畸變率低、電壓應(yīng)力小等優(yōu)點(diǎn)，使其成為光伏發(fā)電中以及電機(jī)驅(qū)動(dòng)中的重要裝置［5-7］。但在其應(yīng)用過程中，不得不考慮電容中點(diǎn)電位不平衡的問題［8-9］。在實(shí)際運(yùn)行過程中，電容參數(shù)不匹配和三相負(fù)載不對(duì)稱等情況容易造成中點(diǎn)電位的不平衡，引起輸出電壓低頻諧波含量增加，甚至損壞開關(guān)器件［9］。

漏電流抑制主要從硬件和軟件2個(gè)方面進(jìn)行考慮。硬件方面主要從改變電路拓?fù)?，增加旁路電路進(jìn)行濾波等方面進(jìn)行抑制［10-13］。文獻(xiàn)［10］對(duì)非隔離型逆變器光伏并網(wǎng)技術(shù)進(jìn)行了總結(jié)和展望，并從硬件拓?fù)涞慕嵌葘?duì)漏電流抑制進(jìn)行了分析，但沒有給出具體的調(diào)制策略對(duì)漏電流進(jìn)行抑制。軟件方面主要從調(diào)制策略出發(fā)來降低共模電壓［14-16］，不用增加新器件或者重新設(shè)計(jì)拓?fù)洌鄬?duì)來說成本更低、更容易在現(xiàn)有硬件框架下實(shí)現(xiàn)。文獻(xiàn)［14］提出了3MV（3 medium vectors）和2MV1Z（2 medium vectors and1 zero vector）這2種零共模電壓調(diào)制策略，能將共模電壓完全消除，但是直流電壓利用率遠(yuǎn)低于傳統(tǒng)空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）策略。文獻(xiàn)［5］提出的大中零矢量調(diào)制（large medium zero vector modulation，LMZVM）策略，使用大、中和零矢量進(jìn)行調(diào)制，直流電壓利用率與傳統(tǒng)策略相同，但無法對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行控制。文獻(xiàn)［9］提出了一種基于載波調(diào)制的新型反相位排列（phase opposition disposition，POD）調(diào)制策略，其漏電流抑制的原理本質(zhì)上與基于SVPWM的LMZVM策略一致。文獻(xiàn)［15］對(duì)上述LMZVM、3MV和2MV1Z策略從直流電壓利用率和輸出電流諧波2個(gè)方面進(jìn)行了比較，但同樣未解決中點(diǎn)電位的控制問題。文獻(xiàn)［5］中提出一種基于LMZVM和大中小矢量調(diào)制（large medium small vector modulation，LMSVM）的 混 合調(diào)制策略，該策略使用對(duì)共模電壓影響較小的負(fù)小矢量對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行控制。但只考慮了單位功率因數(shù)工況下小矢量對(duì)中點(diǎn)電位的影響。在運(yùn)用LMZVM而調(diào)制度較低時(shí)，由于使用非最近三矢量進(jìn)行合成，其輸出電壓的總諧波畸變率（total harmonicdistortion，THD）也比較大。文獻(xiàn)［3］基于LCL濾波器方案在硬件上進(jìn)行了改進(jìn)，綜合考慮了漏電流抑制和連接線電流減少的問題，但軟件策略與文獻(xiàn)［5］所提混合調(diào)制策略相同。文獻(xiàn)［17］對(duì)5種應(yīng)用于H橋中點(diǎn)鉗位多電平逆變器的調(diào)制策略進(jìn)行了比較，其中，3L-PWM（three-level pulse width modulation）策略下的共模電壓恒定，漏電流也最小，但無法有效調(diào)節(jié)中點(diǎn)電位，系統(tǒng)損耗也最大。2SH-PWM（two sectors hybridpulse width modulation）策略能夠維持工頻半周期共模電壓恒定，但是半周期間存在較大漏電流尖峰問題。6SHPWM（six sectors hybridpulse width modulation）策略抑制原理本質(zhì)上與LMSVM策略相同。同時(shí)，上述策略并不能應(yīng)用于中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器，也沒有分析中點(diǎn)電位的控制問題。文獻(xiàn)［18］提出了一種虛擬矢量調(diào)制策略，限制了共模電壓的變化幅值，但同樣沒有解決中點(diǎn)電位的控制問題。

針對(duì)非隔離型三電平逆變器中存在的漏電流問題和中點(diǎn)電位控制問題。本文首先分析了共模電壓和漏電流產(chǎn)生的機(jī)理，并討論了傳統(tǒng)SVPWM策略對(duì)共模電壓以及中點(diǎn)電位的影響。然后，在此基礎(chǔ)上細(xì)化調(diào)制扇區(qū)的劃分，提出了一種新型LMSVM策略。所提策略既能把共模電壓限制在±1/6Ud（Ud為直流電源電壓），并通過合理安排開關(guān)序列，減少共模電壓變化的頻率，也能更好地限制漏電流，并考慮非單位功率因數(shù)下中點(diǎn)電位的控制問題，同時(shí)輸出電壓也具有較小的THD。此外，本文所提LMSVM策略也能較好地應(yīng)用于電機(jī)驅(qū)動(dòng)中，來解決電機(jī)軸承的電腐蝕問題［19-21］。

1 非隔離型中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器漏電流產(chǎn)生機(jī)理

1.1 三電平逆變器主電路結(jié)構(gòu)

非隔離型二極管鉗位型三電平逆變器拓?fù)淙鐖D1所示。圖中：CPV為光伏電池板對(duì)地寄生電容，其電容值與電池板狀態(tài)、安裝方式、天氣狀況等因素有關(guān)，一般取50～150 nF/kW［3］；Rg為對(duì)地寄生電阻。

圖1 三電平逆變器主電路結(jié)構(gòu)Fig.1 Main circuit structure of three-level inverter

根據(jù)圖1，由基爾霍夫電壓定律可得：

式中：UaN、UbN、UcN分別為逆變器輸出點(diǎn)a、b、c相對(duì)于直流側(cè)負(fù)母線N點(diǎn)的電壓；Li為并網(wǎng)濾波電感；Ua、Ub、Uc和ia、ib、ic分別為三相電網(wǎng)a、b、c相電壓和電流；UNn為N點(diǎn)到n點(diǎn)之間的電壓。

考慮三相電網(wǎng)電壓平衡，此時(shí)電網(wǎng)電壓Ua+Ub+Uc=0且電感電壓和也為0。定義共模電壓Ucm為：

考慮用Sa、Sb、Sc（取值為2、1、0分別對(duì)應(yīng)P、O、N狀態(tài)）表示每相橋臂的開關(guān)狀態(tài)，可得：

式 中：Uk，N為k（k∈{a，b，c}）相 到N點(diǎn) 的 電 壓；Sk1、Sk2、Sk3、Sk4分別表示k（k∈{a，b，c}）相上的開關(guān)1、2、3、4的狀態(tài)。

此時(shí)，共模電壓Ucm可表示為：

通過式（4）可知，共模電壓Ucm的幅值與三相開關(guān)狀態(tài)有關(guān)。漏電流的大小與共模電壓變化的幅值大小有關(guān)，且存在如下關(guān)系。

式中：icm為漏電流；UPV為寄生電容CPV兩側(cè)電壓，易知該值與共模電壓Ucm幅值正相關(guān)。

由式（5）可知，漏電流icm受到共模電壓Ucm變化頻率的影響。接下來將對(duì)比不同調(diào)制策略對(duì)共模電壓和漏電流的影響。

1.2 傳統(tǒng)SVPWM策略中的共模電壓?jiǎn)栴}

首先，考慮傳統(tǒng)SVPWM策略對(duì)共模電壓的影響。傳統(tǒng)SVPWM共有27組開關(guān)狀態(tài)（用N、P、O組合表示三相橋臂的開關(guān)狀態(tài)），如圖2所示，實(shí)際產(chǎn) 生19個(gè) 基 本 電 壓 矢 量{V0，V1，…，V18}，圖 中D1，D2，…，D24表示區(qū)域編號(hào)。27組開關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)的矢量類型和共模電壓幅值如表1所示。

表1 27組三電平開關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)的共模電壓Table1 Common mode voltage corresponding to 27 groups of three-level switching states

圖2 三電平逆變器空間矢量圖Fig.2 Space vectors of three-level inverter

不難發(fā)現(xiàn)，零矢量與中矢量對(duì)應(yīng)的共模電壓均為3Ud/6，共模電壓保持恒定，因而不會(huì)產(chǎn)生漏電流。2MV1Z和3MV等零共模電壓調(diào)制策略皆基于此原理。而LMZVM策略采用大矢量進(jìn)行調(diào)制，如附錄A圖A1所示。在LMZVM策略下，共模電壓幅值會(huì)在2Ud/6、3Ud/6和4Ud/6之間變化，波動(dòng)幅度為±Ud/6，共模電壓存在波動(dòng)。因此，LMZVM策略相對(duì)于零共模電壓調(diào)制策略來說會(huì)產(chǎn)生較大的漏電流，但是其直流電壓利用率與傳統(tǒng)SVPWM策略一致，更具工程價(jià)值。

2MV1Z、3MV和LMZVM等策略在共模 電 壓抑制上都有著不錯(cuò)的效果，但都缺乏對(duì)中點(diǎn)電位的有效控制。當(dāng)系統(tǒng)存在初始中點(diǎn)電位偏移或?qū)嶋H運(yùn)行過程中由其他原因引起中點(diǎn)電位偏移時(shí)，上述調(diào)制策略都不能很好地應(yīng)對(duì)。

1.3 傳統(tǒng)不考慮共模電壓抑制的SVPWM策略中的中點(diǎn)電位平衡問題

傳統(tǒng)不考慮共模電壓抑制的SVPWM策略（后文簡(jiǎn)稱傳統(tǒng)SVPWM策略）能夠利用所有27組開關(guān)狀態(tài)進(jìn)行調(diào)制，而不同的開關(guān)狀態(tài)對(duì)中點(diǎn)電位可能產(chǎn)生不同的影響。將每相橋臂等效為一個(gè)單刀三擲開關(guān)，建立三電平逆變器的等效電路［22-23］，見圖3。

圖3 三電平逆變器等效電路Fig.3 Equivalent circuit of three-level inverter

從圖3中可以看出，開關(guān)狀態(tài)決定了中點(diǎn)電流iNP的方向。小矢量和中矢量將不同的相電流接入中點(diǎn)，對(duì)中點(diǎn)電位產(chǎn)生影響［24-25］，其對(duì)中點(diǎn)電流的影響見表2，定義電流從逆變器流向電網(wǎng)的方向?yàn)檎较?。由于?fù)小矢量同時(shí)將兩相接入中點(diǎn)，以小矢量POO為例，b相和c相直接與中點(diǎn)相連，此時(shí)中點(diǎn)電流iNP=ib+ic，而對(duì)于三相對(duì)稱系統(tǒng)而言有ia+ib+ic=0，則此時(shí)的中點(diǎn)電流相當(dāng)于iNP=-ia。

表2 開關(guān)狀態(tài)對(duì)中點(diǎn)電流的影響Table 2 Influence of switching states on neutral point current

由于中矢量不存在冗余狀態(tài)，因此對(duì)逆變器直流側(cè)中點(diǎn)電位的充放電是不可控的，不適合用來對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行調(diào)節(jié)。每個(gè)小矢量對(duì)應(yīng)正負(fù)2組小矢量，存在冗余狀態(tài)。正負(fù)小矢量對(duì)中點(diǎn)電位調(diào)節(jié)的方向在任意時(shí)刻都相反，因此傳統(tǒng)SVPWM策略能夠利用小矢量在任意時(shí)刻實(shí)現(xiàn)對(duì)中點(diǎn)的有效控制。而2MV1Z、3MV和LMZVM等策略沒有使用小矢量進(jìn)行調(diào)制，因此缺乏對(duì)中點(diǎn)電位的主動(dòng)控制能力。

2 新型LMSVM策略分析

2.1 策略基本原理分析

傳統(tǒng)SVPWM策略能夠通過調(diào)整正負(fù)小矢量的占空比對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行精確控制，穩(wěn)態(tài)波動(dòng)小。然而，正小矢量對(duì)應(yīng)的共模電壓幅值較大，共模電壓發(fā)生較大的幅值變化，產(chǎn)生較大的漏電流。因此，文獻(xiàn)［4］中提出了一種基于載波的大中正負(fù)小矢量調(diào)制（用LMP/NSVM表示）策略，該策略不選取會(huì)引起較大共模電壓波動(dòng)的正小矢量，同時(shí)舍棄PPP和NNN這2個(gè)零矢量。此時(shí)，共模電壓的變化幅度為±Ud/6，引入的負(fù)小矢量也能對(duì)中點(diǎn)電位控制有一定的作用。該策略僅考慮了單位功率因數(shù)的情況，根據(jù)中點(diǎn)電位的偏移情況，選擇在LMSVM和LMP/NSVM策略之間切換。其中，LMSVM策略的扇區(qū)劃分太粗，經(jīng)常會(huì)用到遠(yuǎn)端矢量，使其THD較大，而且切換策略中必須使上下電容值已知且相等，因此LMSVM策略的實(shí)用性不強(qiáng)。

不同于傳統(tǒng)調(diào)制策略，與載波的LMP/NSVM策略類似，本文同樣利用負(fù)小矢量對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行調(diào)節(jié)。由于利用了大、中、負(fù)小及零矢量OOO進(jìn)行調(diào)制。因此，可以在保證共模電壓變化幅度較小的基礎(chǔ)上，達(dá)到較好的直流電壓利用率。

文獻(xiàn)［5］中提出的LMSVM策略適用于考慮了單位功率因數(shù)的狀況。當(dāng)參考電壓矢量位于第Ⅰ扇區(qū)時(shí)，選取的小矢量POO和OON分別對(duì)應(yīng)-ia和-ic。在考慮了單位功率因數(shù)的狀態(tài)下，ia和ic分別為正值和負(fù)值，即電流分別流出和流入中點(diǎn)，因此，可以通過優(yōu)先選擇相應(yīng)的小矢量用于合成參考矢量，實(shí)現(xiàn)對(duì)中點(diǎn)電位的控制。本文不僅考慮了單位功率因數(shù)下的情況，而是根據(jù)運(yùn)行過程中相電流的瞬時(shí)方向，通過選擇合適的開關(guān)狀態(tài)影響流入或者流出中點(diǎn)的電流對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行控制。當(dāng)開關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)的相電流為正時(shí)，此時(shí)相電流從中點(diǎn)流向電網(wǎng)，中點(diǎn)電位降低；反之，中點(diǎn)電位則會(huì)升高。

考慮對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行有效調(diào)節(jié)，傳統(tǒng)的扇區(qū)內(nèi)小區(qū)域劃分策略不再適用本文所提的調(diào)制策略。因此，在傳統(tǒng)調(diào)制策略每60°構(gòu)建一個(gè)大扇區(qū)的基礎(chǔ)上重新劃分小區(qū)域。其中，對(duì)第Ⅰ扇區(qū)重新劃分小扇區(qū)如圖4所示，其余5個(gè)扇區(qū)的扇區(qū)方式與第Ⅰ扇區(qū)完全一致。該扇區(qū)劃分為10個(gè)小區(qū)域，小區(qū)域編號(hào)如圖4所示。其中，M1至M6分別為圖中各小區(qū)域的邊界。在此基礎(chǔ)上對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行調(diào)節(jié)，當(dāng)參考電壓矢量位于某小區(qū)域時(shí)，根據(jù)中點(diǎn)電位的偏差方向，再結(jié)合實(shí)際電流方向，選取有利于中點(diǎn)電位平衡的小矢量。再依據(jù)最近矢量合成原則，選取最近的3個(gè)矢量進(jìn)行合成。當(dāng)2個(gè)小矢量都不利于中點(diǎn)電位的平衡，則放棄在此區(qū)域?qū)χ悬c(diǎn)電位進(jìn)行調(diào)控，直接選取最近的3個(gè)矢量進(jìn)行調(diào)節(jié)，并考慮在下一區(qū)域?qū)χ悬c(diǎn)電位進(jìn)行調(diào)節(jié)。

圖4 扇區(qū)Ⅰ的小區(qū)域劃分Fig.4 Small area division of sectorⅠ

仍以第Ⅰ扇區(qū)為例詳述調(diào)制策略，其余扇區(qū)策略與第Ⅰ扇區(qū)等效。開關(guān)狀態(tài)的選取如表3所示，表 中 僅 列 出0°～30°范 圍 內(nèi) 扇 區(qū) 的 合 成 策 略，30°～60°范圍內(nèi)扇區(qū)的合成策略完全類似。

表3 不同扇區(qū)合成矢量的選擇Table 3 Selection of composite vectors for different sectors

2.2 分區(qū)的判斷和占空比的計(jì)算

在進(jìn)行參考矢量的合成時(shí)，首先應(yīng)對(duì)參考矢量所在分區(qū)進(jìn)行判斷。首先，定義調(diào)制比m為：

其中，|V*|為三電平逆變器的輸出合成電壓矢量V*的模長(zhǎng)，其旋轉(zhuǎn)角速度ω=2πf，其中f為頻率，2Ud/3為大電壓矢量的模長(zhǎng)。定義調(diào)制比m的邊界條件M1至M6如圖4所示。通過將m與扇區(qū)邊界條件進(jìn)行比較，可以確定參考矢量V*具體所在的扇區(qū)，調(diào)制比邊界的計(jì)算如式（7）所示。

以區(qū)域41為例說明小區(qū)域的判斷，當(dāng)M1＜m＜M2且 電 壓 矢 量V*的 旋 轉(zhuǎn) 角 度θ的 取 值 為0°～30°時(shí)，則V*位于區(qū)域41。

假定參考矢量V*由所在扇區(qū)的3個(gè)電壓矢量Vx、Vy和Vz合成。它們的作用時(shí)間分別為Tx、Ty和Tz，且Tx+Ty+Tz=Ts，Ts為開關(guān) 周期，現(xiàn)定義各矢量的占空比X、Y、Z分別為：

根據(jù)伏秒平衡原理，將Vx、Vy、Vz和旋轉(zhuǎn)電壓矢量進(jìn)行正交分解。仍以V*位于區(qū)域41為例進(jìn)行分解，當(dāng)參與合成的基本矢量為Vx零矢量OOO、Vy小矢量POO和Vz中矢量PON時(shí)，可得：

由式（9）可得各矢量的占空比分別為：

其余小區(qū)域的矢量分解和占空比的求解策略完全類似，此處不再逐一列出。下面對(duì)表3所示的矢量選擇規(guī)則進(jìn)行簡(jiǎn)要的說明。

當(dāng)參考矢量位于區(qū)域11時(shí)。若小矢量POO和OON皆有利于中點(diǎn)電位平衡，則考慮采用小矢量OOO、POO和OON進(jìn)行合成；若小矢量OON不利于中點(diǎn)電位控制，則采用零矢量OOO、小矢量POO和中矢量PON合成參考矢量；若小矢量POO不利于中點(diǎn)電位平衡，則采用零矢量OOO、小矢量OON和大矢量PNN合成參考矢量；當(dāng)小矢量OON和POO都不利于中點(diǎn)電位平衡時(shí)，則放棄在此區(qū)域內(nèi)對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行控制，直接選擇最近的3個(gè)矢量OOO、POO和OON進(jìn)行合成，以減少輸出電壓的THD。

當(dāng)參考矢量位于區(qū)域21時(shí)。若小矢量POO有利于中點(diǎn)電位平衡，則采用小矢量POO、中矢量PON和大矢量PNN進(jìn)行合成；若小矢量POO不利于中點(diǎn)電位控制而小矢量OON有利于中點(diǎn)電位平衡，則采用零矢量OOO、小矢量OON和大矢量PNN合成參考矢量；當(dāng)小矢量OON和小矢量POO都不利于中點(diǎn)電位平衡時(shí)，則放棄在此區(qū)域內(nèi)對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行控制，直接選擇最近的3個(gè)矢量POO、PON和PNN進(jìn) 行 合 成。

當(dāng)參考矢量位于區(qū)域22時(shí)。若小矢量POO有利于中點(diǎn)電位平衡，則采用小矢量POO、中矢量PON和大矢量PNN進(jìn)行合成；若小矢量POO不利于中點(diǎn)電位控制而小矢量OON有利于中點(diǎn)電位平衡，則采用小矢量OON、中矢量PON和大矢量PNN合成參考矢量；當(dāng)小矢量OON和POO都不利于中點(diǎn)電位平衡時(shí)，則放棄在此區(qū)域內(nèi)對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行控制，直接選擇最近的3個(gè)矢量POO、PON和PNN進(jìn)行合成。類似的策略適用于區(qū)域32。

當(dāng)參考矢量位于區(qū)域41時(shí)。若小矢量POO和OON都有利于中點(diǎn)電位平衡，則采用小矢量POO、OON和中矢量PON進(jìn)行合成；若小矢量OON不利于中點(diǎn)電位控制而小矢量POO有利于中點(diǎn)電位平衡，則采用小矢量OOO、POO和中矢量PON合成參考矢量；若小矢量POO不利于中點(diǎn)電位控制而小矢量OON有利于中點(diǎn)電位平衡，則采用零矢量OOO、小矢量OON和大矢量PNN合成參考矢量；當(dāng)小矢量OON和POO都不利于中點(diǎn)電位平衡時(shí)，則放棄在此區(qū)域內(nèi)對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行控制，直接選擇最近的3個(gè)矢量POO、OON和PON進(jìn)行合成。類似的策略適用于區(qū)域51。

當(dāng)參考矢量位于區(qū)域42時(shí)。若小矢量POO和OON都有利于中點(diǎn)電位平衡，則采用小矢量POO、OON和中矢量PON進(jìn)行合成；若小矢量OON不利于中點(diǎn)電位控制而小矢量POO有利于中點(diǎn)電位平衡，則采用零矢量OOO、小矢量POO和中矢量PON合成參考矢量；若小矢量POO不利于中點(diǎn)電位控制而小矢量OON有利于中點(diǎn)電位平衡，則采用小矢量OON、中矢量PON和大矢量PNN合成參考矢量；當(dāng)小矢量OON和POO都不利于中點(diǎn)電位平衡時(shí)，則放棄在此區(qū)域內(nèi)對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行控制，直接選擇最近三矢量POO、OON和PON進(jìn)行合成。類似的策略適用于區(qū)域52。

總的矢量選定原則為：在保證共模電壓較低的基礎(chǔ)上，首先優(yōu)先選擇對(duì)控制中點(diǎn)電位平衡有利的小矢量，然后盡量選用最近的3個(gè)矢量進(jìn)行合成。當(dāng)最近的3個(gè)矢量無法合成該參考矢量時(shí)，再考慮選擇稍遠(yuǎn)端矢量進(jìn)行合成。

當(dāng)使用遠(yuǎn)端矢量進(jìn)行合成時(shí)，三相開關(guān)狀態(tài)可能存在N-P或P-N狀態(tài)的跳變情況。例如，當(dāng)從小矢量ONN跳變到遠(yuǎn)端大矢量PPN時(shí)，b相開關(guān)狀態(tài)從N跳變到P。此時(shí)，開關(guān)管兩端承受的電壓值從0.5Ud變?yōu)橹绷鱾?cè)電壓Ud，造成開關(guān)管耐壓不足而炸毀，喪失了三電平逆變器原有的耐電壓等級(jí)高的優(yōu)勢(shì)。本文所提策略有時(shí)也要用到遠(yuǎn)端矢量，但任意相開關(guān)狀態(tài)都不存在從N-P或P-N的跳變情況。以區(qū)域41為例，無論OOO、POO和PON怎樣排列，都不存在前述跳變情況。因此，對(duì)開關(guān)管的耐壓能力沒有特別的要求，適用于工程應(yīng)用。

本文所提的調(diào)制策略既能把共模電壓變化幅值限制在±Ud/6，從而較好地抑制漏電流，又通過細(xì)化扇區(qū)劃分，優(yōu)化選擇合成參考矢量的基本矢量，對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行了有效控制。需要說明的是，扇區(qū)的細(xì)分使得策略復(fù)雜性有了一定的增加，但是并不會(huì)增加太多的計(jì)算量。雖然所提策略占用的系統(tǒng)內(nèi)存會(huì)增加，每個(gè)扇區(qū)可供選擇的矢量組合有所增加，但是每個(gè)開關(guān)周期仍然只需要計(jì)算其中一組狀態(tài)組合的占空比。策略量的增加只在于對(duì)參考矢量所處扇區(qū)的判斷和矢量組合的判斷。

3 仿真與實(shí)驗(yàn)

3.1 仿真分析

本文采用MATLAB/Simulink仿真軟件對(duì)傳統(tǒng)SVPWM策略和本文所提抑制共模電壓調(diào)制策略進(jìn)行仿真分析。主電路為中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器結(jié)構(gòu)，交流側(cè)星形連接，接電感濾波器，具體見圖1。其中，直流側(cè)電壓為100 V，寄生電容為0.01μF，其余參數(shù)詳見附錄A表A1。

附錄A圖A2（a）和（b）分別為傳統(tǒng)SVPWM策略下和本文所提新型LMSVM策略下的共模電壓和漏電流的仿真波形。如圖A2所示，在本文所提新型LMSVM策略下產(chǎn)生的共模電壓的變化幅值僅為傳統(tǒng)SVPWM策略的一半。同時(shí)，漏電流的幅值相對(duì)傳統(tǒng)策略也大為減少。傳統(tǒng)策略中的漏電流約為500 mA，而本文所提策略中的漏電流小于200 mA，漏電流的幅值得到了有效抑制。

2種調(diào)制策略下，a相輸出電流波形及其頻譜分析見附錄A圖A3。圖A3（a）和（b）分別為在傳統(tǒng)SVPWM策略和本文所提新型LMSVM策略下的頻譜圖。2種調(diào)制策略下，輸出電流峰值都為7.4 A。由于寄生電容回路的存在給漏電流提供了流通通道，而漏電流的存在會(huì)影響輸出電流的THD。本文所提調(diào)制策略能夠有效抑制漏電流，輸出電流的THD為1.76%，而傳統(tǒng)調(diào)制策略下該值為1.39%。與傳統(tǒng)調(diào)制策略相比，輸出電流的THD增加并不明顯。與傳統(tǒng)策略相比，所提新型LMSVM策略下，開關(guān)頻率及其邊帶諧波增加明顯，傳統(tǒng)策略下的邊帶諧波的含量為0.2%左右。其主要原因在于逆變器輸出電流較小，當(dāng)增大輸出電流時(shí)，上述問題能夠得到明顯的改善。如圖A4所示，當(dāng)輸出電流增大至17.34 A時(shí)，在 所 提 新 型LMSVM策 略 下，THD由1.76%下降至0.73%，同時(shí)開關(guān)頻次及其邊帶諧波也由1%左右降低至0.07%左右。

當(dāng)中點(diǎn)電位存在偏差時(shí)，2種調(diào)制策略下的中點(diǎn)電位恢復(fù)平衡狀態(tài)的波形如附錄A圖A5所示。仿真中設(shè)定初始中點(diǎn)電位偏差為10 V，即上電容電壓為55 V，下電容電壓為45 V。圖A5（a）和（b）分為傳統(tǒng)SVPWM下和新型LMSVM策略下的中點(diǎn)電位恢復(fù)波形。傳統(tǒng)SVPWM策略下，中點(diǎn)電位恢復(fù)時(shí)間約為7.1 ms，而在本文所提新型LMSVM策略下的恢復(fù)時(shí)間約為10.3 ms。不難發(fā)現(xiàn)，傳統(tǒng)SVPWM策略在中點(diǎn)控制方面與本文新型LMSVM策略相比具有一定的優(yōu)勢(shì)，其調(diào)節(jié)速度及穩(wěn)態(tài)誤差控制效果都比較好，但本文所提新型LMSVM策略對(duì)中點(diǎn)電位偏差同樣具有不錯(cuò)的恢復(fù)能力，穩(wěn)態(tài)誤差也較小，能夠滿足實(shí)際需求。

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果和分析

本文所選用的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)為以數(shù)字信號(hào)處理器（DSP）和現(xiàn)場(chǎng)可編輯邏輯門陣列（FPGA）為控制核心的中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器平臺(tái)。平臺(tái)如附錄A圖A6所示，實(shí)驗(yàn)所設(shè)工況參數(shù)與仿真保持一致，具體參數(shù)見表A1。實(shí)驗(yàn)在傳統(tǒng)SVPWM策略、LMP/NSVM策略和所提新型LMSVM策略下從漏電流抑制效果、并網(wǎng)電流諧波和中點(diǎn)電位控制能力等方面進(jìn)行了對(duì)比分析。

3種調(diào)制策略下的共模電壓和漏電流的波形見附錄A圖A7。其中，傳統(tǒng)SVPWM策略下的共模電壓幅值變化范圍為10～90 V，漏電流幅值約為400 mA，而在本文所提新型LMSVM策略和文獻(xiàn)［5］所提LMP/NSVM策略下的漏電流的幅值都小于200 mA。與傳統(tǒng)策略相比，后2種策略下的漏電流都得到了較好抑制。而傳統(tǒng)策略下，漏電流峰值超出300 mA，超出前述安全限值。

3種調(diào)制策略下的線電壓Vac和a相輸出電流波形如附錄A圖A8所示，a相輸出電流的頻譜分析如圖5所示。其中，頻譜分析的處理結(jié)果從示波器數(shù)據(jù)導(dǎo)入MATLAB軟件中分析所得。從頻譜分析可知，傳統(tǒng)SVPWM策略下的THD為2.53%。而本文所提新型LMSVM策略下，逆變器輸出電流的THD為2.66%，相對(duì)仿真結(jié)果中的THD有所增加。與仿真類似，所提新型LMSVM策略下的高次諧波主要集中在開關(guān)頻次及其邊帶諧波。而在LMP/NSVM策 略 下，其THD為2.79%。與 傳 統(tǒng)SVPWM策略相比，開關(guān)頻次及其邊帶諧波同樣增加明顯。所提新型LMSVM策略與LMP/NSVM策略相比，在總諧波和邊帶諧波含量上都有一定降低。綜上所述，雖然傳統(tǒng)SVPWM策略下的THD和邊帶諧波含量都為最低，然而由于傳統(tǒng)SVPWM策略下系統(tǒng)的漏電流過大，因而在工程應(yīng)用上存在較大的缺陷，其應(yīng)用也受到了限制。

圖5 3種調(diào)制策略下的a相輸出電流頻譜分析Fig.5 Spectrum analysis of a-phase output current with three modulation strategies

傳統(tǒng)SVPWM策略、LMP/NSVM策略和本文所提新型LMSVM策略下的中點(diǎn)電位的恢復(fù)波形如附錄A圖A9所示。實(shí)驗(yàn)設(shè)置的初始電位偏差為10 V，實(shí)驗(yàn)條件與仿真一致。傳統(tǒng)SVPWM策略下中點(diǎn)電位的恢復(fù)時(shí)間約為7.5 ms，而在本文所提新型LMSVM策略下的恢復(fù)時(shí)間約為10 ms，與仿真結(jié)果基本一致。文獻(xiàn)［5］所提LMP/NSVM策略下的恢復(fù)時(shí)間約為11 ms，控制速度稍慢于本文所提新型LMSVM策略?？偟膩碚f，3種調(diào)制策略下，中點(diǎn)電位平衡狀態(tài)都能夠得到迅速的恢復(fù)并保持恒定。

考慮到逆變器可能運(yùn)行在非單位功率因數(shù)工況下，因此，驗(yàn)證了所提調(diào)制策略在非單位功率因數(shù)工況下的中點(diǎn)電位控制效果。采用本文所提策略在非單位功率因數(shù)工況下的中點(diǎn)電位恢復(fù)波形見附錄A圖A10，相應(yīng)工況以及單位功率因數(shù)工況下的電網(wǎng)電壓和入網(wǎng)電流波形見圖A11。結(jié)果表明，在非單位功率因數(shù)工況下，中點(diǎn)電位的恢復(fù)時(shí)間更長(zhǎng)。因?yàn)樵诜菃挝还β室驍?shù)工況下，用于調(diào)節(jié)中點(diǎn)電位的矢量所對(duì)應(yīng)的中點(diǎn)電流瞬時(shí)值小于單位功率因數(shù)工況下的瞬時(shí)值。因此，對(duì)應(yīng)的小矢量對(duì)中點(diǎn)電位的控制能力較弱，調(diào)節(jié)時(shí)間會(huì)有所增加。

逆變器的運(yùn)行效率是光伏系統(tǒng)運(yùn)行的重要特性，實(shí)驗(yàn)測(cè)得3種調(diào)制策略下的交流側(cè)相電流有效值均為4.70 A，實(shí)際并網(wǎng)功率約為407 W。傳統(tǒng)策略、LMP/NSVM策略和本文所提策略下的直流電流分別為4.21、4.17、4.18 A。計(jì)算得到的運(yùn)行效率分別為96.6%、97.6%、97.3%。3種策略的開關(guān)損耗基本一致。需要說明的是，由于3種調(diào)制策略的實(shí)際損耗差別較小，而所測(cè)效率數(shù)據(jù)可能存在一定的偏差。因此，本文主要是為了說明3種策略下的效率并無明顯差別，所提調(diào)制策略不會(huì)引起損耗的劇增。

4 結(jié)語

本文針對(duì)非隔離型中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器中存在的中點(diǎn)電位不平衡問題及傳統(tǒng)調(diào)制策略中存在的共模電壓較大的問題，在既有策略的基礎(chǔ)上，提出了一種兼顧共模電壓抑制和中點(diǎn)電位控制的新型調(diào)制策略。本文將所提調(diào)制策略與傳統(tǒng)調(diào)制策略和LMP/NSVM策略從共模電壓抑制、中點(diǎn)電位控制和輸出電流THD等方面在仿真和實(shí)驗(yàn)中進(jìn)行了比較。本文所提策略考慮了非單位功率因數(shù)工況下的中點(diǎn)電位控制問題。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所提策略能夠在保證中點(diǎn)電位控制效果的基礎(chǔ)上，有效地抑制共模漏電流并維持較低的輸出電流的THD。在加入寄生回路之后，在本文所提調(diào)制策略下，輸出電流的THD與傳統(tǒng)調(diào)制策略中的相比，差別不大。特別是當(dāng)輸出電流增大時(shí)，THD的差別可以忽略不計(jì)。此外，不同于基于載波的調(diào)制策略，本文所提LMSVM策略不僅可以應(yīng)用與光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中，同時(shí)由于基于SVPWM策略，也能夠直接應(yīng)用于電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制中，解決交流電機(jī)驅(qū)動(dòng)中存在的軸承電流侵蝕問題。

值得注意的是，本文所提調(diào)制策略造成了開關(guān)頻次及其邊帶次諧波的增加。雖然在輸出電流增大時(shí)，此類諧波的增加并不明顯，也不會(huì)對(duì)系統(tǒng)產(chǎn)生很大的影響，但是關(guān)于此類諧波為何會(huì)增加的問題仍然值得深入研究并進(jìn)行量化分析。

本文在撰寫過程中得到西安市科技計(jì)劃項(xiàng)目(201805034YD12CG18-2)的資助，特此感謝！

附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版（http：//www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx），掃英文摘要后二維碼可以閱讀網(wǎng)絡(luò)全文。