楊向真，孔令浩，杜 燕，蘇建徽

（1.合肥工業(yè)大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，安徽省合肥市 230009；2.光伏系統(tǒng)教育部工程研究中心（合肥工業(yè)大學(xué)），安徽省合肥市 230009）

0 引言

雙有源橋（dual active bridge，DAB）變換器拓?fù)渚哂须姎飧綦x、雙向功率傳輸和寬升壓降壓比等優(yōu)點(diǎn)［1］，在眾多功率轉(zhuǎn)換裝置中得到了廣泛應(yīng)用［2］，如在交直流混合微電網(wǎng)［3］、微電網(wǎng)儲(chǔ)能系統(tǒng)［4］、電動(dòng)汽車［5］等系統(tǒng)中都得到了應(yīng)用。

相移控制是DAB變換器的主流控制方法。傳統(tǒng)的單相移（single-phase-shift，SPS）控制因具有較高的動(dòng)態(tài)性能、易于實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)控制、控制方式簡(jiǎn)單等特點(diǎn)［6-7］得到了廣泛應(yīng)用。SPS控制在空載和輕載時(shí)變換器回流功率較大，當(dāng)傳輸功率一定時(shí)，回流功率越大，所需正向傳遞的功率也越大，不僅導(dǎo)致變換器效率下降［7］，也對(duì)功率器件有更高的要求。而且SPS控制中，當(dāng)電壓傳輸比偏離1時(shí)，會(huì)使電感電流增長(zhǎng)加快，增大電流應(yīng)力，導(dǎo)致電感磁芯失磁［8］。因此，DAB變換器在非額定工況下工作時(shí)，系統(tǒng)效率下降。為了避免傳統(tǒng)SPS控制的缺點(diǎn)，文獻(xiàn)［9］提出了在雙相移（dual-phase-shift，DPS）控制下的最小電流應(yīng)力優(yōu)化方法。文獻(xiàn)［10-11］在DPS控制的基礎(chǔ)上進(jìn)一步增加控制自由度，提出三重相移（triple-phase-shift，TPS）控制下的最小電流應(yīng)力優(yōu)化策略。文獻(xiàn)［12］提出了在擴(kuò)展相移（extendedphase-shift，EPS）控制下的最小回流功率優(yōu)化策略。文獻(xiàn)［13］提出在DPS控制下的最小回流功率優(yōu)化策略。

DAB變換器的電壓控制方面，傳統(tǒng)單電壓閉環(huán)控制通過比例-積分（PI）控制器來實(shí)現(xiàn)，在不同負(fù)載、輸入電壓變化等情況下的動(dòng)態(tài)適應(yīng)性較差。為了提高變換器動(dòng)態(tài)性能，文獻(xiàn)［14］提出負(fù)載電流前饋控制方法，該方法不需要電感等電路參數(shù)參與控制，這增加了控制方法的兼容性和可移植性。文獻(xiàn)［15］提出的直接功率控制算法能有效提高輸出電壓的動(dòng)態(tài)性能，減小輸入電壓擾動(dòng)對(duì)輸出電壓的影響。文獻(xiàn)［16］結(jié)合直接功率控制與前饋控制策略，提出了一個(gè)虛擬的直接功率控制，對(duì)負(fù)載或輸入電壓、電壓波動(dòng)和啟動(dòng)階段的輸出電壓進(jìn)行快速瞬態(tài)響應(yīng)。上述文獻(xiàn)所提出的控制策略都含有PI控制環(huán)節(jié)，這使得在對(duì)動(dòng)態(tài)要求較高的系統(tǒng)中不能滿足控制要求，PI參數(shù)整定也沒有規(guī)范的界定。文獻(xiàn)［17］使用模型預(yù)測(cè)控制，通過建立DAB變換器輸出電壓狀態(tài)空間平均化模型，在輸入電壓波動(dòng)和負(fù)載擾動(dòng)條件下，預(yù)測(cè)了下一時(shí)間段輸出電壓的動(dòng)態(tài)特性。文獻(xiàn)［18］將動(dòng)態(tài)矩陣控制（dynamic matrix control，DMC）運(yùn)用在DAB變換器的控制上，提高了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性和魯棒性，但并未解決DAB變換器采用SPS控制時(shí)存在的回流功率和電流應(yīng)力較大等問題。

本文首先分析了DPS控制下DAB變換器的2種工作模式，以及各自的電流應(yīng)力和回流功率；然后，建立了抑制電流應(yīng)力和回流功率的雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化函數(shù)，求解出條件最優(yōu)解，并設(shè)定了雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化函數(shù)中加權(quán)因子的選取原則。之后，為了提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能和魯棒性，本文提出并詳細(xì)介紹了基于DMC的DAB變換器電壓預(yù)測(cè)控制方法。最后，基于硬件在環(huán)仿真實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，驗(yàn)證了所提電壓預(yù)測(cè)控制和雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化方法的有效性。

1 DPS控制

圖1為DAB變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該拓?fù)溆?個(gè)對(duì)稱的H橋通過高頻變壓器連接而成，從而形成三級(jí)結(jié)構(gòu)：高頻逆變輸入級(jí)、隔離級(jí)和整流輸出級(jí)。Vi和Vo分別為DAB變換器輸入和輸出電壓；Ci和Co分別為輸入側(cè)支撐電容和輸出側(cè)濾波電容；L為輔助電感；變壓器變比為n∶1；Vab和Vcd分別為逆變橋輸出電壓和整流橋輸入電壓；R為負(fù)載電阻。

圖1 DAB變換器拓?fù)銯ig.1 Topology of DAB converter

相比于傳統(tǒng)的SPS控制，DPS控制在兩側(cè)H橋增加了內(nèi)移相比，使得控制的靈活度得以提升。外移相比D2調(diào)節(jié)功率流的方向和大小，當(dāng)D2≥0時(shí)功率正向流動(dòng)，當(dāng)D2＜0時(shí)功率逆向流動(dòng)。本文僅考慮功率正向流動(dòng)的情況即D2≥0。根據(jù)內(nèi)移相比D1和外移相比D2的大小可以將DPS控制下的DAB變換器分為2種工作模式：0≤D1≤D2≤1和0≤D2≤D1≤1。

當(dāng)0≤D1≤D2≤1時(shí)，假 定 電 壓 傳 輸 比kv≥1，kv=Vi/(nVo)。當(dāng)變換器穩(wěn)定工作后電感電 流 滿 足iL(t)=-iL(t+TS)，其 中2TS=1/f，TS為半個(gè)開關(guān)周期，f為DAB變換器開關(guān)頻率。附錄A圖A1（a）為0≤D1≤D2≤1時(shí)DAB變換器的主要波形，由文獻(xiàn)［9］可知傳輸功率和電流應(yīng)力為：

如附錄A圖A1（a）黃色部分所示，電感電流iL(t)與逆變輸出級(jí)輸出電壓Vab方向相反，功率向輸入側(cè)回流，定義為回流功率。而傳輸功率P=Pi-PM（其中Pi為輸入側(cè)電源的正向傳遞功率，PM為回流功率），可以看出當(dāng)傳輸功率P一定時(shí)，回流功率越大，所需正向傳遞的功率也越大，這不僅會(huì)導(dǎo)致變換器效率下降，同時(shí)也會(huì)對(duì)功率器件有更高的電氣性能要求［7］?？梢姡瑴p小回流功率是DAB變換器控制的一個(gè)重要目標(biāo)。得到0≤D1≤D2≤1時(shí)的回流功率為：

附錄A圖A1（b）為0≤D2≤D1≤1時(shí)DAB變換器的主要波形，其傳輸功率、電流應(yīng)力和回流功率為［11］：

2 雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化

為了同時(shí)實(shí)現(xiàn)減小回流功率和電流應(yīng)力2個(gè)優(yōu)化目標(biāo)，減小DAB變換器的傳輸損耗，提高系統(tǒng)效率，這里通過構(gòu)建權(quán)重優(yōu)化函數(shù)［19-20］，求解出移相比的條件最優(yōu)解。

2.1 移相比為0≤D1≤D2≤1時(shí)

1）構(gòu)建權(quán)重優(yōu)化函數(shù)

權(quán)重優(yōu)化函數(shù)為：

式中：ω1為0≤D1≤D2≤1時(shí)電流應(yīng)力的加權(quán)因子，回流功率的加權(quán)因子為1-ω1。

約束條件為：

2）無量綱化

這里涉及電流應(yīng)力、傳輸功率和回流功率3個(gè)量，對(duì)這3個(gè)量進(jìn)行無量綱化，無量綱化處理方法為：

式中：fi，max(X)、fi，min(X)分別為變量fi(X)在約束條件下的最大值和最小值。

DPS控制下電流應(yīng)力、傳輸功率和回流功率的最大值，以及在理想狀態(tài)下kv=1時(shí)得到的電流應(yīng)力、傳輸功率和回流功率3個(gè)量的最小值為：

根據(jù)式（6）所示的無量綱化公式，結(jié)合式（1）、式（2）和式（7）可得到電流應(yīng)力、傳輸功率和回流功率的無量綱值為：

由 式（1）可 得kv(-D1+1)+(-D1+2D2-1)≥0，則{[kv(-D1+1)+(-D1+2D2-1)]/(kv+1)}2的條件最優(yōu)解與[kv(-D1+1)+(-D1+2D2-1)]/(kv+1)的條件最優(yōu)解相同，為了降低求解難度可直接求解[kv(-D1+1)+(-D1+2D2-1)]/(kv+1)的條件最優(yōu)解。

3）計(jì)算移相比條件最優(yōu)解

上文分析得到了DAB變換器的雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化函數(shù)和約束條件。在高等數(shù)學(xué)中，拉格朗日乘子法是求解等式約束下優(yōu)化問題的有效方法［8-9］。列寫拉格朗日函數(shù)為：

式中：P*為期望的傳輸功率值；λ為拉格朗日乘子。

為了獲得多目標(biāo)函數(shù)的條件最優(yōu)解與優(yōu)化移相比D1和D2之間的關(guān)系，對(duì)函數(shù)求導(dǎo)，可得：

令C1=(2ω1-kv-1)/2，則D1=(2D2-1)C1。將D1代入式（8）可得：

將D1和D2的值代入式（1）、式（2）可求得移相比為0≤D1≤D2≤1時(shí)的電流應(yīng)力IP和回流功率PM，可得IP是關(guān)于電壓傳輸比kv、傳輸功率P′和加權(quán)因子ω1的函數(shù)，即IP(kv，P′，ω1)。

2.2 移相比為0≤D2≤D1≤1時(shí)

DAB變換器工作在移相比為0≤D2≤D1≤1時(shí)的討論過程和0≤D1≤D2≤1時(shí)一樣，為了縮減篇幅，直接給出電流應(yīng)力、傳輸功率和回流功率的無量綱值，如式（12）所示：

列寫拉格朗日函數(shù)，求得優(yōu)化移相比D1和D2之間的關(guān)系：

式 中：ω2為0≤D2≤D1≤1時(shí) 電 流 應(yīng) 力 的 加 權(quán)因子。

令C2=(2ω2+kv-1)/(kv-1)，則D1=1-C2D2，代入式（12）可得：

將D1和D2的值代入式（3）可求得移相比為0≤D2≤D1≤1時(shí)的電流應(yīng)力IP和回流功率PM，可得IP是關(guān)于電壓傳輸比kv、傳輸功率P′和加權(quán)因子ω2的函數(shù)，即IP(kv，P′，ω2)。

2.3 確定加權(quán)因子

文獻(xiàn)［9］所提出的DAB變換器在DPS控制下的優(yōu)化是以電流應(yīng)力優(yōu)化為目標(biāo)，以傳輸功率為約束條件，通過列寫拉格朗日函數(shù)求解得到電流應(yīng)力最小值，沒有對(duì)回流功率進(jìn)行優(yōu)化，為了和本文的雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化方法進(jìn)行區(qū)分，將其稱為單電流應(yīng)力優(yōu)化。2種工作模式下的移相比D1、D2值如下。

0≤D1≤D2≤1時(shí)：

將D1和D2代入2種工作模式下的電流應(yīng)力和回流功率公式（式（1）、式（2）和式（3）），可以求得單電流應(yīng)力優(yōu)化2種模式下的電流應(yīng)力IP-S、回流功率PM-S。可得IP-S是關(guān)于電壓傳輸比kv和傳輸功率P′的函數(shù)，即IP-S(kv，P′)。

下面闡述雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化控制方案中加權(quán)因子的影響和確定原則。當(dāng)0≤D2≤D1≤1時(shí)，在相同電壓傳輸比kv和傳輸功率P′的條件下，隨著ω1從0增大到1，雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化方法將不斷加強(qiáng)對(duì)電流應(yīng)力的優(yōu)化能力，而逐漸削弱回流功率的抑制效果，也就是說在雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化控制下，電流應(yīng)力將會(huì)大于單電流應(yīng)力優(yōu)化方法下的穩(wěn)態(tài)值IP-S；ω1越小，電流應(yīng)力抑制效果越差。因此，權(quán)重優(yōu)化函數(shù)中加權(quán)因子ω1的選取原則為：不過分增大DAB變換器電流應(yīng)力的同時(shí)盡量減小回流功率。

令電流應(yīng)力比Ri=IP/IP-S，則Ri是關(guān)于電壓傳輸 比kv、傳 輸 功 率P′和 加 權(quán) 因 子ω1的 函 數(shù)，即Ri(kv，P′，ω1)。畫出在不同加權(quán)因子ω1情況下，Ri隨電壓傳輸比kv和傳輸功率P′變化的三維圖，如圖2（a）所示。從圖2（a）可以看出，在傳輸功率固定的情況下，隨著傳輸比kv的減小，電流應(yīng)力比Ri增大，且加權(quán)因子ω1越小，Ri越大；傳輸比kv固定時(shí)，雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化控制對(duì)輕載的電流應(yīng)力抑制效果比重載時(shí)差，且隨著加權(quán)因子ω1的減小，Ri增大。因此，為了保證較好的電流應(yīng)力抑制效果，以輕載時(shí)雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化抑制效果最差點(diǎn)小于設(shè)定值為選取ω1的基 準(zhǔn)。例 如 約 定Ri≤1.01為 基 準(zhǔn)，則 圖2（a）中ω1=0.95時(shí)DAB變換器滿足在各種電壓傳輸比kv和傳輸功率P′變化范圍內(nèi)始終保證Ri≤1.01，實(shí)際系統(tǒng)也可以根據(jù)需要合理選取ω1設(shè)定值。

圖2 電流應(yīng)力比隨加權(quán)因子、電壓傳輸比和傳輸功率的變化曲線Fig.2 Curves of current stress ratio varied with weighting factor,voltage transmission ratio and transmission power

同理，當(dāng)移相比0≤D2≤D1≤1，參考上文移相比0≤D1≤D2≤1時(shí)加權(quán)因子的選取方法，假設(shè)選定Ri≤1.01為優(yōu)化基準(zhǔn)。如圖2（b）所示，為了能夠滿足Ri≤1.01的要求，則需要ω2≥0.75，故可以取ω2=0.75作為第2種工作模式的加權(quán)因子。

將得到的加權(quán)因子代入回流功率公式中，得到雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化控制下的回流功率，并與單電流應(yīng)力優(yōu)化下產(chǎn)生的回流功率作對(duì)比，令RPM=PM/PM-S，繪制出回流功率比RPM隨電壓傳輸比和傳輸功率的變化曲線，如附錄A圖A2所示。從圖A2中可以看出，2種工作模式下都能取得較好的回流功率優(yōu)化效果。

3 DMC方法

DAB變換器通常采用基于PI控制的電壓閉環(huán)控制方法使輸出電壓達(dá)到給定值。該方法簡(jiǎn)單、有效，但屬于滯后控制，且在負(fù)載、輸入電壓變化等情況下的動(dòng)態(tài)適應(yīng)性較差，PI參數(shù)也難以整定。DMC算法的獨(dú)特性在于采用易于測(cè)量的受控對(duì)象的階躍響應(yīng)來建模，適用于漸進(jìn)穩(wěn)定的線性對(duì)象，具有算法簡(jiǎn)單、魯棒性強(qiáng)等特點(diǎn)。DMC算法包括預(yù)測(cè)模型、滾動(dòng)優(yōu)化和誤差反饋矯正3個(gè)部分。

圖3 DAB變換器控制框圖Fig.3 Control block diagram of DAB converter

3.1 預(yù)測(cè)模型

在DMC中，首先需要獲得DAB變換器的階躍響應(yīng)采樣值［21］。如附錄A圖A3所示，給DAB變換器施加P′=0.1時(shí)對(duì)應(yīng)的移相比輸入信號(hào)，得到輸出電壓Vo的響應(yīng)曲線。并用輸出電壓階躍響應(yīng)采樣值組成的有限集合{V1，V2，…，VN}來描述DAB變換器的動(dòng)態(tài)特性，把向量VS=[V1，V2，…，VN]T稱為模型向量，N稱為建模時(shí)域。

根據(jù)P′=0.1階躍輸入情況下DAB變換器輸出電壓Vo的模型向量VS=[V1，V2，…，VN]T，由線性系統(tǒng)的比例和疊加特性可知［22］，在k時(shí)刻給DAB變換器一個(gè)輸入增量ΔP′(k)，則可以用已經(jīng)獲得的模型向量對(duì)未來k+i時(shí)刻的電壓輸出值進(jìn)行預(yù)測(cè)。則當(dāng)k時(shí)刻有M個(gè)（M稱為控制時(shí)域）連續(xù)的控制增量ΔP′(k)，ΔP′(k+1)，…，ΔP′(k+M-1)作用于DAB變換器，得到未來k+i時(shí)刻的預(yù)測(cè)輸出電壓值 為：

3.2 滾動(dòng)優(yōu)化

式 中 ：Q=diag[Q1Q2…QP]和R=diag[R1R2…RM]分別為誤差權(quán)矩陣和控制權(quán)矩陣。

使J(k)取極小值的必要條件為dJ(k)/dΔP′M(k)=0，可 求 得M個(gè) 最 優(yōu) 功 率 控 制 增 量ΔP′(k)，ΔP′(k+1)，…，ΔP′(k+M-1)，結(jié) 果 如式（20）所示：

取第一項(xiàng)ΔP′(k)作為即時(shí)控制增量，可表示為：

式中：M維向量cT=[1 0…0]。

在求出功率控制增量ΔP′(k)后，實(shí)際采取的功率控制量為：

3.3 反饋矯正

由于獲得的DAB變換器模型向量參數(shù)不一定準(zhǔn)確，且當(dāng)系統(tǒng)有干擾時(shí)，預(yù)測(cè)得到的輸出電壓值與實(shí)際輸出值存在誤差，需要對(duì)電壓預(yù)測(cè)值進(jìn)行矯正，從而更加接近期望輸出電壓軌跡，并且達(dá)到閉環(huán)控制的效果。根據(jù)k時(shí)刻的預(yù)測(cè)初值和功率增量ΔP′(k)的輸入作用效果，得到k時(shí)刻的電壓輸出預(yù)測(cè)值為：

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

為了驗(yàn)證在本文所提控制策略作用下，DAB變換器輸出電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能以及對(duì)電流應(yīng)力和回流功率的抑制效果，在以DSP芯片TMS320F28335為核心控制的StarSim平臺(tái)上進(jìn)行驗(yàn)證，DMC算法相關(guān)參數(shù)如附錄A表A1所示，DAB變換器主要參數(shù)如附錄A表A2所示。

4.1 動(dòng)態(tài)性能驗(yàn)證

為了對(duì)比DAB變換器在DMC和PI這2種控制作用下的電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能，對(duì)比對(duì)象為文獻(xiàn)［16］提出的虛擬直接功率控制（virtualdirect power control，VDPC），下 面 分 別 進(jìn) 行 了DAB變 換 器 啟動(dòng)、負(fù)載突變、輸入電壓突變以及輸出電壓參考值突變4組實(shí)驗(yàn)。

圖4（a）為負(fù)載電阻為6Ω時(shí)DAB變換器在2種控制方式下輸出電壓和電感電流的啟動(dòng)波形，輸出電壓參考值為150 V，可以看出，DMC下的輸出電壓在7 ms內(nèi)快速達(dá)到指定的參考值，且無超調(diào)量。VDPC下輸出電壓在9 ms時(shí)達(dá)到穩(wěn)態(tài)值。因此，DMC下DAB變換器具有更好的啟動(dòng)性能。

圖4 輸出電壓和電感電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)實(shí)驗(yàn)波形Fig.4 Experimental waveforms of dynamic response of output voltage and inductor current

圖4（b）為當(dāng)負(fù)載電阻由8Ω突變?yōu)?Ω時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形，可以看出DMC下的DAB變換器輸出電壓無明顯的變化，而在VDPC下輸出電壓在跌落7 V后需要7 ms才達(dá)到穩(wěn)態(tài)值。

DAB變換器輸入電壓由450 V跌落到350 V時(shí)的電壓波形如圖4（c）所示，DMC下的DAB變換器輸出電壓無明顯波動(dòng)，而VDPC下的DAB變換器輸出電壓波動(dòng)5.5 V后需要5 ms才能進(jìn)入穩(wěn)態(tài)。

圖4（d）為輸出電壓參考值由150 V變?yōu)?60 V時(shí)，DMC下DAB變換器輸出電壓在4 ms內(nèi)達(dá)到穩(wěn)態(tài)，而VDPC下需要6.5 ms才能使DAB變換器輸出電壓達(dá)到穩(wěn)態(tài)。

從DAB變換器的啟動(dòng)過程、負(fù)載突變、輸入電壓變化和輸出電壓參考值突變4個(gè)實(shí)驗(yàn)可以得出如下結(jié)論：在DMC下的DAB變換器相比PI電壓閉環(huán)VDPC下的DAB變換器有更快的響應(yīng)速度，在動(dòng)態(tài)調(diào)整時(shí)輸出電壓的波動(dòng)較小，有較好的魯棒性。

4.2 雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化效果驗(yàn)證

下面對(duì)比本文所提雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化控制和文獻(xiàn)［9］所提單電流應(yīng)力優(yōu)化控制對(duì)電流應(yīng)力和回流功率的抑制效果，兩者均在DMC下完成。圖5為負(fù)載為4Ω時(shí)的單電流應(yīng)力優(yōu)化波形、雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化波形以及輸出電壓對(duì)比波形。從圖5（a）和（b）中可以看出，在負(fù)載為4Ω時(shí)2種優(yōu)化方案下的電流應(yīng)力均接近18.2 A，可以認(rèn)為2種優(yōu)化方案有相同的電流應(yīng)力優(yōu)化效果。圖5（a）和（b）中紅色面積部分為回流功率PM，可以很明顯看出在單電流應(yīng)力優(yōu)化下回流功率較大，雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化下系統(tǒng)在穩(wěn)定后回流功率減小了近40%，以至于在一個(gè)脈寬調(diào)制（PWM）周期內(nèi)傳輸相同的功率時(shí)，單電流優(yōu)化方案需要傳輸更多的正向功率，從而造成系統(tǒng)效率下降。

圖5 負(fù)載為4Ω時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形Fig.5 Experimental waveforms when load is 4Ω

附錄A圖A4為10Ω負(fù)載時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。圖A4（a）和（b）分別為電感電流iL、橋臂側(cè)輸出電壓Vab、瞬時(shí)功率P的波形，可見系統(tǒng)穩(wěn)定后雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化和單電流應(yīng)力優(yōu)化下的電流應(yīng)力均接近8.1 A，可以認(rèn)為2種優(yōu)化方案有相同的電流應(yīng)力優(yōu)化效果。同時(shí)，圖A4（a）和（b）中紅色面積部分顯示雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化下的回流功率要遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于單電流應(yīng)力優(yōu)化下的回流功率，系統(tǒng)穩(wěn)定后回流功率減小了近50%，這樣大大提高了系統(tǒng)的效率。

5 結(jié)語

為了實(shí)現(xiàn)提高電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度的同時(shí)抑制電流應(yīng)力和回流功率，本文提出了一種DMC電壓預(yù)測(cè)控制和雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化控制相結(jié)合的DAB變換器控制策略，優(yōu)化選取了多目標(biāo)優(yōu)化控制中的加權(quán)因子。通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證得到以下結(jié)論：

1）和DMC相比，VDPC在DAB變換器啟動(dòng)、負(fù)載突變、輸入電壓突變和輸出電壓參考值突變時(shí)DAB變換器的響應(yīng)時(shí)間較長(zhǎng)，電壓波動(dòng)幅度大。相比之下DMC有快速瞬態(tài)響應(yīng)特性，在動(dòng)態(tài)調(diào)整時(shí)輸出電壓的波動(dòng)較小，大大提高了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度和系統(tǒng)的魯棒性。

2）和單電流應(yīng)力優(yōu)化相比，雙目標(biāo)權(quán)重優(yōu)化在達(dá)到同樣的電流應(yīng)力優(yōu)化效果的同時(shí)，回流功率大幅度減小，大大提高了系統(tǒng)的效率。

3）DMC由預(yù)測(cè)模型、滾動(dòng)優(yōu)化和誤差反饋矯正3個(gè)部分組成，只要提前獲得系統(tǒng)的階躍響應(yīng)曲線就可以進(jìn)行控制，與系統(tǒng)的模型和參數(shù)無關(guān)，有較強(qiáng)的可移植性和兼容性。

本文通過優(yōu)化系統(tǒng)的電流應(yīng)力和回流功率，減小系統(tǒng)的導(dǎo)通損耗，并未考慮開關(guān)管是否工作在軟開關(guān)條件下。后續(xù)工作將進(jìn)一步考慮開關(guān)管的軟開關(guān)條件，使開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓開通，減小開關(guān)損耗，以提高系統(tǒng)效率。

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