唐 聰

(中國(guó)西南電子技術(shù)研究所,成都610036)

0 引 言

移相器是相控陣系統(tǒng)中的一個(gè)關(guān)鍵器件，它常被用于波束的形成和掃描。近些年來，為滿足在大掃面范圍、寬帶和精準(zhǔn)輻射方面的需求，科研工作者在具有寬工作頻帶、大相移、低插損和較小的相位波動(dòng)特性等這些方向付出了大量的努力。全通網(wǎng)絡(luò)由于其本身具有良好的端口匹配特性，常常被用于移相器的設(shè)計(jì)中以便拓展其工作帶寬。文獻(xiàn)[1-3]通過將幾個(gè)具有交錯(cuò)諧振頻率的全通網(wǎng)絡(luò)級(jí)聯(lián)排列，實(shí)現(xiàn)了一個(gè)具有寬帶移相特性的移相器。但是，這些全通網(wǎng)絡(luò)中的電感之間沒有相互耦合，否則移相器的帶寬可以做得更寬。并且，在這些移相器中電容和電感值非常大，以至于不能采用單片微波集成電路(Monolithic Microwave Integrated Circuit,MMIC)實(shí)現(xiàn)。文獻(xiàn)[4-6]基于磁耦合的全通網(wǎng)絡(luò)被應(yīng)用于移相器的設(shè)計(jì)中，通過理論分析證明了全通網(wǎng)絡(luò)中兩個(gè)電感之間采用負(fù)耦合系數(shù)可以展寬移相器的工作帶寬，正耦合系數(shù)可以實(shí)現(xiàn)較大范圍的移相但帶寬較窄。根據(jù)文獻(xiàn)[5，7]中的設(shè)計(jì)公式，全通網(wǎng)絡(luò)中的各個(gè)元素的理論值可以計(jì)算得到。文獻(xiàn)[5]基于奇偶模分析，推導(dǎo)出了完備形式的電感、電容和互耦系數(shù)設(shè)計(jì)公式。另外在電路設(shè)計(jì)時(shí)，根據(jù)理論公式計(jì)算的結(jié)果還需要進(jìn)一步優(yōu)化，因?yàn)楣降耐茖?dǎo)并未將電感線圈之間的耦合電容和基板的寄生參數(shù)考慮在內(nèi)。然而，在實(shí)際的電路設(shè)計(jì)中，為了在較寬帶寬范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)所需要的參數(shù)值，全通網(wǎng)絡(luò)的版圖需要一輪又一輪的電磁仿真迭代。這個(gè)過程是非常耗時(shí)的，特別是當(dāng)電路面積較大時(shí)這一點(diǎn)將非常明顯。如何快速高效地獲得滿足電路指標(biāo)需求的電路版圖，這是電路設(shè)計(jì)師經(jīng)常面對(duì)的問題。

本文設(shè)計(jì)了一個(gè)改進(jìn)型磁耦合全通網(wǎng)絡(luò)版圖，在該全通網(wǎng)絡(luò)的版圖結(jié)構(gòu)中，在輸入輸出端口之間增加一個(gè)電容用于調(diào)諧電感之間耦合系數(shù)。同時(shí)，該電容的引入還可以進(jìn)一步改善全通網(wǎng)絡(luò)在超寬頻帶內(nèi)的阻抗匹配特性。另外，由于該電容可以作為一個(gè)自由設(shè)計(jì)變量，因此該全通網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)靈活度大大增加了。

1 電路工作原理

1.1 改進(jìn)型全通網(wǎng)絡(luò)

圖1中的全通網(wǎng)絡(luò)可以看作是公共端接電容的兩個(gè)互耦電感組成的雙端口1∶1變壓器網(wǎng)絡(luò)。由文獻(xiàn)[8]可知，電感線圈有同向纏繞和反向纏繞兩種，同向纏繞時(shí)，兩個(gè)電感之間的耦合系數(shù)是正值；而反向纏繞時(shí)，兩個(gè)電感之間的耦合系數(shù)是負(fù)值。由文獻(xiàn)[5]可知，正耦合系數(shù)可以獲得較大的移相度，而負(fù)耦合系數(shù)可以獲得較大的工作帶寬。本文為了獲得較大工作帶寬，采用負(fù)耦合系數(shù)。在實(shí)際的版圖設(shè)計(jì)中，為了實(shí)現(xiàn)電路的對(duì)稱以及負(fù)耦合系數(shù)，兩個(gè)電感反方向纏繞。

圖1 基于磁耦合的全通網(wǎng)絡(luò)原理圖

由文獻(xiàn)[9]可知，全通網(wǎng)絡(luò)的帶寬受限于其寄生參數(shù)，減小線圈間的繞組電容以及基板的寄生參數(shù)可以拓展全通網(wǎng)絡(luò)的工作帶寬。基板的寄生參數(shù)主要受加工工藝的影響，并且不容易改變，而線圈之間的繞組電容則可以通過控制相鄰線圈之間的間距改變。因此，為了拓展全通網(wǎng)絡(luò)的工作帶寬，最直接的辦法就是增加線圈之間的間距從而減小繞組電容。然而，一味增加線圈之間的間距也不可?。阂环矫妫黾泳€圈之間的間距會(huì)使整個(gè)全通網(wǎng)絡(luò)的尺寸增大；另一方面，增加線間距也會(huì)減小兩個(gè)電感之間的磁耦合系數(shù)k。k的計(jì)算公式如下[7]：

(1)

隨著磁耦合系數(shù)的減小，全通網(wǎng)絡(luò)的帶寬將變窄，高頻頻率響應(yīng)首先受到惡化。為了彌補(bǔ)全通網(wǎng)絡(luò)的高頻頻率響應(yīng)，本文設(shè)計(jì)了一種改進(jìn)型版圖結(jié)構(gòu)，如圖2所示，其原理框圖與圖1所示的傳統(tǒng)全通網(wǎng)絡(luò)框圖一致。圖2中，在A點(diǎn)和B點(diǎn)之間串聯(lián)一個(gè)電容，該電容并聯(lián)于全通網(wǎng)絡(luò)的輸入輸出端口之間，其頻率響應(yīng)是高通型，允許高頻率的信號(hào)通過而阻止低頻率的信號(hào)傳輸。因此，該電容可以彌補(bǔ)由于線圈間距增加所導(dǎo)致磁耦合系數(shù)減小進(jìn)而引起的高頻頻率響應(yīng)惡化的問題。

圖2 本文提出的基于磁耦合的全通網(wǎng)絡(luò)版圖

1.2 超寬帶移相器設(shè)計(jì)

為了驗(yàn)證所設(shè)計(jì)的改進(jìn)型全通網(wǎng)絡(luò)版圖的正確性，本文在此結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上仿真、設(shè)計(jì)、加工了兩個(gè)超寬帶移相器并進(jìn)行了測(cè)試。兩個(gè)移相器的原理框圖相同，如圖3所示，它由三級(jí)移相網(wǎng)絡(luò)和兩個(gè)單刀雙擲開關(guān)組成。當(dāng)兩個(gè)單刀雙擲開關(guān)同時(shí)切換到上半邊支路時(shí)，信號(hào)在該支路傳輸，并且產(chǎn)生隨著頻率線性變化(理想情況下)的相位φ1，此時(shí)可以作為移相器的基態(tài)。同理，當(dāng)兩個(gè)單刀雙擲開關(guān)切換到下半邊支路時(shí)，信號(hào)在下半邊支路傳輸，產(chǎn)生隨著頻率線性變化的相位φ2，此時(shí)可以作為移相器的移相態(tài)。于是，在開關(guān)由上半邊支路切換到下半邊支路后，整個(gè)移相器產(chǎn)生的相對(duì)相移可以表示為

圖3 180° 和 90°移相器原理圖

Δφ=φlower-φupper。

(2)

于是，整個(gè)移相器設(shè)計(jì)關(guān)鍵就轉(zhuǎn)化到設(shè)計(jì)超寬帶移相網(wǎng)絡(luò)上來。本文所設(shè)計(jì)的超寬帶移相器是通過三級(jí)移相網(wǎng)絡(luò)級(jí)聯(lián)的方式實(shí)現(xiàn)超寬帶工作，并且第一級(jí)與第三級(jí)的結(jié)構(gòu)相同，分別位于輸入端口和輸出端口。為了提升移相器在較低頻率處的移相特性，在第一級(jí)與第三級(jí)之間插入由低通網(wǎng)絡(luò)和高通網(wǎng)絡(luò)組成第二級(jí)移相網(wǎng)絡(luò)，并且低通和高通網(wǎng)絡(luò)均采用T型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，因此整個(gè)移相器電路關(guān)于中心左右對(duì)稱，具有良好的對(duì)稱性。

第一級(jí)移相網(wǎng)絡(luò)采用前文提出的改進(jìn)型全通網(wǎng)絡(luò)版圖結(jié)構(gòu)，通過設(shè)計(jì)兩個(gè)具有不同轉(zhuǎn)換頻率的APN1和APN2，便可在較寬范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)移相。整個(gè)移相器的表達(dá)式為

(3)

式中：φ1代表第一級(jí)移相網(wǎng)絡(luò)之間的相位差，φ2代表第二級(jí)移相網(wǎng)絡(luò)之間的相位差。φ1和φ2的表達(dá)式可以表示為

(4)

(5)

式(4)～(5)中：p1代表圖3第一級(jí)移相網(wǎng)絡(luò)中APN1和APN2兩個(gè)全通網(wǎng)絡(luò)的轉(zhuǎn)換頻率比[3]，X和B分別代表高低通網(wǎng)絡(luò)中的電抗和電納[10]。

2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

由式(2)可知，為了達(dá)到所需要的移相目標(biāo)值，φ1和φ2有很多的組合。但為了兼顧良好的端口匹配特性，φ1和φ2的可選范圍就縮小了很多。通過選取合適的φ1和φ2值，便可以同時(shí)實(shí)現(xiàn)寬帶移相以及良好端口匹配特性。整個(gè)移相器的數(shù)學(xué)理論推導(dǎo)過程較復(fù)雜[1]，為了提升設(shè)計(jì)效率，快速得到圖3中各個(gè)元器件的理論初值，可以采用商用軟件ADS自帶的優(yōu)化工具，優(yōu)化目標(biāo)是移相度和端口回波損耗。在得到各個(gè)器件的理論值之后(如表1所示)，將其在電磁仿真軟件中轉(zhuǎn)換為版圖并進(jìn)行電路全波電磁仿真。經(jīng)過幾輪迭代修改滿足指標(biāo)要求之后，進(jìn)行電路的加工。所設(shè)計(jì)的180°和90°兩個(gè)超寬帶移相器采用0.15 μm GaAs pHEMT工藝，工作頻率范圍是0.3～2 GHz。電路的尺寸分別是1.7 mm×1.4 mm和2 mm×1.8 mm，版圖如圖4所示。

表1 移相電路中各個(gè)元器件的理論值

(a)180°

(b)90°圖4 移相器版圖

圖5給出了兩個(gè)超寬帶移相器的測(cè)試與仿真結(jié)果，總的來說，測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果兩者吻合得很好。在0.3～2 GHz(相對(duì)帶寬為152%)范圍內(nèi)，90°和180°移相測(cè)試結(jié)果分別是-86.5°～-94.2°和-178.2°～ -186°，相應(yīng)的移相誤差分別是4.2°和6°，小于移相目標(biāo)值的4.2%。180°和90°移相器的帶內(nèi)回波損耗分別優(yōu)于14.8 dB和16.3 dB。對(duì)于180°移相器，基態(tài)的帶內(nèi)插損在2.2～4.9 dB范圍內(nèi)，移相態(tài)的帶內(nèi)插損在2.2～3.7 dB范圍內(nèi)。類似地，對(duì)于90°移相器，基態(tài)的帶內(nèi)插損在2.8～3.2 dB范圍內(nèi)，移相態(tài)的帶內(nèi)插損在2.7～3.1 dB范圍內(nèi)。可以發(fā)現(xiàn)在較低頻率處基態(tài)的插損比移相態(tài)大，這是由于為了改善較低頻率處的移相特性而引入高通濾波器的緣故。

(a)移相值

(b)180°移相器的插損與回波損耗

(c)90°移相器的插損與回波損耗圖5 移相器的仿真與測(cè)試結(jié)果

表2列出了本文所設(shè)計(jì)的移相器與目前公開報(bào)道的一些無源移相器之間的性能對(duì)比，可以發(fā)現(xiàn)，與之前文獻(xiàn)[5，12-14]報(bào)道的移相器相比，本文所設(shè)計(jì)的移相器具有良好的回波損耗、大移相度、寬工作帶寬和較低的移相誤差等優(yōu)良特性。除文獻(xiàn)[2]外，本文所設(shè)計(jì)的移相器具有最寬的工作帶寬。但文獻(xiàn)[2]中的電路是采用離散器件制作而成，因此電路尺寸較大。另外，文獻(xiàn)[2]中的元器件值特別大，以至于無法采用MMIC工藝實(shí)現(xiàn)該電路。因此，與本文所提出的設(shè)計(jì)方法相比，文獻(xiàn)[2]的應(yīng)用場(chǎng)合受限。

表2 與其他超寬帶移相器之間的性能對(duì)比

3 結(jié)束語

本文提出并通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了一種超寬帶移相器。該移相器基于改進(jìn)型全通網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)在實(shí)現(xiàn)超寬帶移相的同時(shí)可以提高移相器的設(shè)計(jì)靈活度。通過在全通網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的輸入輸出端口之間增加一個(gè)電容，可以很方便地控制全通網(wǎng)絡(luò)中兩個(gè)電感的互偶系數(shù)。此外，該電容的引入還為輸入輸出端口之間增加了一個(gè)高頻信號(hào)直接傳輸?shù)穆窂?，從而有利于拓展高頻段的工作通帶。為了驗(yàn)證該設(shè)計(jì)思路的正確性，本文加工了兩個(gè)寬帶移相器。測(cè)試結(jié)果表明，該移相器具有良好的回波損耗、大移相范圍和較低的移相誤差特性。下一步將重點(diǎn)考慮電路的進(jìn)一步小型化和低插損問題。