熊智敏，王黨衛(wèi)，李星輝，馬曉巖

(空軍預(yù)警學(xué)院, 湖北 武漢 430019 )

頻率分集MIMO雷達(dá)[1]是MIMO雷達(dá)近年來發(fā)展的新方向，其所獨(dú)具的距離-角度分辨以及運(yùn)動(dòng)目標(biāo)多普勒頻率分集效應(yīng)為提升雷達(dá)多徑抑制和參數(shù)估計(jì)性能提供了新的契機(jī)。作為頻率分集MIMO雷達(dá)的應(yīng)用，米波OFDM-MIMO雷達(dá)[2]近期研究已展示了良好的多徑抑制性能和參數(shù)估計(jì)性能，然而對(duì)其的研究尚處于早期探索階段，頻率分集MIMO雷達(dá)優(yōu)勢應(yīng)用和伴生的問題解決方法還遠(yuǎn)未深入：一是現(xiàn)有頻率分集MIMO雷達(dá)信號(hào)模型研究往往未考慮米波工作時(shí)所受的多徑影響[3-4]，尚未考慮運(yùn)動(dòng)目標(biāo)、多脈沖以及轉(zhuǎn)發(fā)式干擾等[5]，對(duì)米波OFDM-MIMO雷達(dá)回波中各分量時(shí)域、頻率、空域特性了解還不充分，制約了該體制雷達(dá)系統(tǒng)性能分析與對(duì)后續(xù)處理方法的研究。二是已有直接相關(guān)研究主要從檢測性能[6]和覆蓋盲區(qū)的角度[7]刻畫了米波OFDM-MIMO雷達(dá)多徑抑制的效果，缺乏抑制效果與陣列參數(shù)、頻偏、高度等解析表示，以及回波特性的系統(tǒng)研究。本節(jié)重點(diǎn)針對(duì)米波OFDM-MIMO雷達(dá)回波模型以及回波中不同成分特性進(jìn)行研究。

1 米波OFDM-MIMO雷達(dá)信號(hào)回波模型

依據(jù)電磁散射理論，當(dāng)目標(biāo)有效尺寸與雷達(dá)波長大體相當(dāng)時(shí)，目標(biāo)散射將發(fā)生強(qiáng)烈的諧振現(xiàn)象，雷達(dá)后向散射(Radar Cross Section, RCS)值將顯著增加。文獻(xiàn)[3]指出，米波段電磁波長與現(xiàn)代用于實(shí)戰(zhàn)的空中目標(biāo)有效尺寸相當(dāng)，能大幅提高采用外形和材料隱身目標(biāo)的雷達(dá)截面積。此外，相比更高頻段微波雷達(dá)，米波段雷達(dá)波長較長，地球表面反射系數(shù)更大，接近于1，多徑回波通常與直達(dá)波處于同一波束，會(huì)與目標(biāo)回波相干疊加。

為了建模分析米波OFDM-MIMO雷達(dá)回波分量的特性，首先設(shè)定該雷達(dá)觀測幾何模型，如圖1所示，其采用M個(gè)陣元的等距線陣，陣元間距為d，距離地球表面高度為ha，以其第1個(gè)陣元中心建立坐標(biāo)系，目標(biāo)徑向距離記為RT，與陣列法向夾角記為θT。同時(shí)，設(shè)定OFDM-MIMO雷達(dá)工作于脈沖體制，陣列各陣元同時(shí)發(fā)射和同時(shí)接收，其第m個(gè)陣元發(fā)射信號(hào)頻率為

fm=f0+(m-1)Bm=1,2,…,M

(1)

其中，f0和B為初始載頻與相鄰兩個(gè)陣元發(fā)射信號(hào)載頻的頻率間隔。

進(jìn)一步，設(shè)第m個(gè)陣元發(fā)射信號(hào)帶寬為B，脈沖寬度為Ts，調(diào)頻率μ=B/Ts，發(fā)射信號(hào)為

sm(t)=u(t)exp(j2πfmt)

(2)

其中，復(fù)包絡(luò)u(t)可表示為

u(t)=rect(t/Ts)exp(jπμt2) -Ts/2≤t≤Ts/2

(3)

此外，本節(jié)設(shè)定觀測場景中目標(biāo)以及多徑反射點(diǎn)均位于陣列的遠(yuǎn)場，且主要討論陣列與法向構(gòu)成的二維平面內(nèi)關(guān)系，其可擴(kuò)展至二維陣列所形成的三維觀測場景。

1.1 米波OFDM-MIMO雷達(dá)目標(biāo)多脈沖回波模型

設(shè)定目標(biāo)RCS為σ，徑向速度為Vr(可取正值或負(fù)值)，則OFDM-MIMO雷達(dá)第n個(gè)陣元接收的第k個(gè)脈沖回波信號(hào)可表示為

exp[j2πfm(t-2τT,k+τm+τn)]

(4)

其中，τT,k=[RT-(k-1)VrTr]/c為第k個(gè)脈沖目標(biāo)徑向距離時(shí)延，τn=(n-1)dsinθT/c為接收時(shí)陣元間距時(shí)延，τm=(m-1)dsinθT/c為發(fā)射時(shí)陣元間距時(shí)延，Tr為脈沖重復(fù)周期。

更進(jìn)一步，設(shè)定第n個(gè)陣元接收機(jī)結(jié)構(gòu)如圖2所示，包含M個(gè)通道，第m個(gè)通道混頻器所使用的頻率為fm，經(jīng)過下變頻和脈沖壓縮處理后，第n個(gè)陣元第m個(gè)接收通道基帶信號(hào)表示為

yT,knm(t)=αsinc[B(t-2τT,k+τn+τm)]×

exp[-j2πfm(2τT,k-τn-τm)]

(5)

其中，sinc(t)為辛格函數(shù)，α為脈壓后目標(biāo)回波幅度。顯然，對(duì)于每個(gè)脈沖快拍，OFDM-MIMO雷達(dá)可形成M×M觀測通道。

圖2 OFDM-MIMO雷達(dá)接收機(jī)結(jié)構(gòu)Fig.2 OFDM-MIMO radar receiver structure

窄帶雷達(dá)陣元間位置差異對(duì)距離主瓣的影響可忽略，且一個(gè)相干處理間隔中K個(gè)脈沖回波主瓣距離不會(huì)走動(dòng)，則若設(shè)λ0為f0對(duì)應(yīng)波長，距離分辨率ρr=c/(2B)，回波信號(hào)yT,knm(t)可近似為

(6)

α′km=α′exp{[j2π(k-1)fdTr-R(m-1)/ρr+

fdTr(m-1)(k-1)/ρr]}

(7)

其中，α′=αexp(-j4πRT/λ0)為復(fù)系數(shù)，fd=2Vr/λ0為目標(biāo)多普勒頻率。

若令回波相位ΦT,mn=2πfm(τn+τm)，則d?ρr時(shí)

(8)

于是，式(6)可改寫為

(9)

顯然，運(yùn)動(dòng)目標(biāo)OFDM-MIMO雷達(dá)多脈沖回波相位包含3項(xiàng)，第1項(xiàng)對(duì)應(yīng)接收導(dǎo)向信息，第2項(xiàng)對(duì)應(yīng)發(fā)射導(dǎo)向信息，第3項(xiàng)對(duì)應(yīng)脈沖維多普勒相位信息。特別是，當(dāng)ρr值較小，即發(fā)射信號(hào)帶寬B較大時(shí)，第3項(xiàng)呈現(xiàn)出發(fā)射陣列空間維與脈沖維耦合特點(diǎn)，這顯然是文獻(xiàn)[8]建立模型沒有考慮的問題。此外，若設(shè)發(fā)射信號(hào)無頻偏，載頻均為f0，則OFDM-MIMO雷達(dá)退化為相控陣?yán)走_(dá)[9-11]。

1.2 米波OFDM-MIMO雷達(dá)多徑回波模型

多徑效應(yīng)是米波段固有的強(qiáng)電磁散射現(xiàn)象，米波雷達(dá)因較寬波束沿俯仰維“打地”，回波存在多種傳輸路徑，各路徑產(chǎn)生的多徑回波常與直達(dá)波強(qiáng)相關(guān)疊加，極易造成低仰角區(qū)域天線方向圖波瓣分裂，形成探測盲區(qū)和空域覆蓋不連續(xù)問題，已成為嚴(yán)重影響米波雷達(dá)低仰角區(qū)域測角性能的主要因素[12]。本文僅討論不考慮地球曲率的平面反射模型下OFDM-MIMO雷達(dá)多徑回波表達(dá)式[13]。結(jié)合圖1幾何模型，本文建立圖3所示單個(gè)地面反射點(diǎn)多徑幾何觀測模型，其中目標(biāo)直達(dá)傳播距離為RT，高度為hT、距離陣列中心的水平距離為R0，直達(dá)波相對(duì)陣列法向的俯仰角為θT，多徑反射點(diǎn)相對(duì)陣列法向的俯仰角為φ，則根據(jù)幾何關(guān)系可得目標(biāo)的多徑傳播距離RT、Rs分別為[14]

(10)

(11)

圖3 多徑幾何觀測模型Fig.3 Multipath geometric observation model

當(dāng)?shù)脱鼋怯^測時(shí)，R0?hT和R0?ha，Rs近似為[15]

(12)

(13)

可解得多徑散射點(diǎn)位置為(Ru,-ha)，其中

(14)

因此，若設(shè)地面復(fù)反射系數(shù)為η，忽略空間傳播過程中電磁波的能量衰減，則可知第k個(gè)發(fā)射脈沖信號(hào)到達(dá)目標(biāo)處的信號(hào)可表示為

(15)

其中，τT,k和τm與式(4)定義相同，τs,k=Rs,k/c為多徑傳播距離對(duì)應(yīng)時(shí)延，Rs,k可由RT,k關(guān)系導(dǎo)出。

若進(jìn)一步設(shè)目標(biāo)RCS記為σ，則第n個(gè)陣元接收的第k個(gè)脈沖多徑回波可表示為

exp[j2πfm(t-2τT,k+τm+τn)]+

exp[j2πfm(t-τs,k-τT,k+τm+τn)]+

exp[j2πfm(t-2τs,k+τm+τn)]

(16)

ys,knm(t)≈ε1sinc[B(t-τT,k-τs,k)]×

exp[-j2πfm(τT,k+τs,k-τm-τn)]+

ε2sinc[B(t-2τs,k)]×

exp[-j2πfm(2τs,k-τm-τn)]

(17)

其中，ε1、ε2均為多徑回波分量的系數(shù)。ys,knm(t)解析表達(dá)式為

(18)

其中，若令地面復(fù)反射系數(shù)η=-1，σ′為脈沖壓縮輸出目標(biāo)等效RCS，則

ε′1=-2σ′exp(-j2π(RT+Rs)/λ0)

(19)

ε′2=σ′exp(-j4πRs/λ0)

(20)

不難發(fā)現(xiàn)，多徑效應(yīng)使得回波中產(chǎn)生了2項(xiàng)附加項(xiàng)，其與直達(dá)波目標(biāo)回波相似，差異主要體現(xiàn)在距離維主瓣時(shí)延和陣列位置相關(guān)的空間維。同時(shí)，多徑回波的多普勒頻率與直達(dá)波回波相同，均由目標(biāo)徑向運(yùn)動(dòng)速度決定。本節(jié)僅建立了單個(gè)地面反射點(diǎn)的多徑回波模型，對(duì)于實(shí)際波束照射區(qū)域內(nèi)多個(gè)反射點(diǎn)多徑回波，可通過改變ha獲得。

2 米波OFDM-MIMO雷達(dá)回波特性分析

2.1 米波OFDM-MIMO雷達(dá)單次快拍回波特性

OFDM-MIMO雷達(dá)第k個(gè)脈沖快拍回波具有三維結(jié)構(gòu)，如圖4所示，包含時(shí)延對(duì)應(yīng)的距離維、M個(gè)發(fā)射陣元對(duì)應(yīng)的空間維和各陣元M個(gè)接收通道對(duì)應(yīng)的頻率維信息，其中ρr=c/(2B)為距離維分辨率。

圖4 單次快拍回波結(jié)構(gòu)Fig.4 Single snapshot echo structure

當(dāng)目標(biāo)、多徑距離超過距離分辨率對(duì)應(yīng)時(shí)間寬度時(shí)，主瓣會(huì)出現(xiàn)在不同距離單元，而若時(shí)延差小于距離分辨率對(duì)應(yīng)時(shí)間寬度時(shí)，則會(huì)在同一距離單元疊加。相位信息中包含了目標(biāo)、多徑的距離信息，當(dāng)距離信息給定后，相位信息是與時(shí)間t無關(guān)的量，差異僅為幅度的不同。

因此，第k個(gè)脈沖第l個(gè)距離采樣回波ykl=[yk,11,yk,12,…,yk,1N,yk,21,…,yk,NN]T∈MM×1為

ykl=ξT,kla(θT,RT)?b(θT)+

ξS2,kla(θT,Rs)?b(θT)

(21)

其中，ξT,kl、ξJ,kl和ξS1,kl分別為目標(biāo)和多徑信號(hào)復(fù)幅度，a(θ,r)∈M×1和b(θ)∈M×1為發(fā)射和接收導(dǎo)向向量，分別可表示為

(22)

(23)

(24)

(25)

(26)

(27)

發(fā)射導(dǎo)向向量是距離和角度的二維函數(shù)，接收導(dǎo)向向量僅是角度的函數(shù)。OFDM-MIMO雷達(dá)陣列本身的收發(fā)雙程方向圖函數(shù)為[16]

G(θ,r)=GT(θ,r)GR(θ)

(28)

其中，GT(θ,r)和GR(θ)為發(fā)射和接收方向圖，則

(29)

(30)

且ψT(θ,r)=(M-1)π(dsinθ/λ0-r/ρr)，ψR(shí)(θ)=(M-1)πdsinθ/λ0。

(31)

由sin(πx)的周期性可知

(32)

對(duì)應(yīng)可導(dǎo)出發(fā)射方向圖半功率寬度為

(33)

米波OFDM-MIMO雷達(dá)陣列具有距離和角度兩維分辨能力，其發(fā)射方向圖具有距離角度耦合特性，尤其是在距離維具有周期性，頻率間隔等于信號(hào)帶寬，周期對(duì)應(yīng)的距離為ρr，半功率寬度遠(yuǎn)小于ρr；接收方向圖則僅是角度θ的函數(shù)。

相對(duì)地，相控陣陣列的方向圖可表示為

G(θ)=GT(θ)GR(θ)

(34)

其中，GT(θ)和GR(θ)為發(fā)射和接收方向圖。忽略共同包絡(luò)幅度和相位的影響，徑向距離RT、角度θT處米波OFDM-MIMO雷達(dá)陣列增益為

(35)

當(dāng)存在多徑時(shí)該處相控陣?yán)走_(dá)增益可表示為

(36)

OFDM-MIMO雷達(dá)中，直達(dá)波與多徑傳播路徑存在距離差，一次多徑距離差ΔRs1可表示為

(37)

而二次多徑距離差ΔRs2為

(38)

顯然，若ha和RT取值使得Δr1/2<ΔRs1，則陣列法線方向一次多徑和二次多徑方向圖主瓣在距離維將與直達(dá)波方向圖主瓣分離。特別地，當(dāng)一次多徑距離差ΔRs1滿足

(39)

此時(shí)，一次多徑方向圖處于直達(dá)波零增益位置，可完全消除一次多徑對(duì)直達(dá)波的抵消，二次多徑距離差ΔRs2為

(40)

即二次多徑與直達(dá)波主瓣位置近似重合，若相位同向，則會(huì)增強(qiáng)主瓣增益。

上面分析表明，給定距離分辨率ρr時(shí)，多徑距離差ΔRs1和ΔRs2隨ha正比變化，隨RT反比變化，即增大天線高度有可能減小多徑影響，且隨著RT增大，為減弱多徑影響需提高天線高度。此外，給定天線高度，減小ρr增加多徑距離差相對(duì)直達(dá)波的偏移，也可減小多徑的影響。此外，需要指出的是，本節(jié)僅從陣列法線方向單次回波的特性，實(shí)際上雷達(dá)為了覆蓋觀測空域，常需要改變波束的指向，即進(jìn)行波束形成處理。而由于陣列方向圖的距離依賴特性，米波OFDM-MIMO雷達(dá)波束形成的權(quán)值將與傳統(tǒng)相控陣?yán)走_(dá)不同。

2.2 米波OFDM-MIMO雷達(dá)多次快拍回波特性

前一小節(jié)，本文利用陣列方向圖研究了米波OFDM-MIMO雷達(dá)單次快拍回波特性，為了實(shí)現(xiàn)多脈沖的相參處理，本小節(jié)進(jìn)一步研究其回波多脈沖特性。事實(shí)上，目標(biāo)、多徑回波與脈沖維的關(guān)系具有統(tǒng)一的表達(dá)式，為此，本節(jié)僅研究表征脈沖維關(guān)系式的變化特性，而忽略復(fù)幅度的影響。由此可知，回波各分量脈沖維關(guān)系式可表示為

(41)

其中，(m-1)(k-1)fdTr/ρr為發(fā)射頻率分集波形后耦合項(xiàng)。第m個(gè)發(fā)射通道的等效多普勒頻率為

(42)

即各通道等效多普勒頻率不同，相鄰?fù)ǖ蓝嗥绽疹l差為fd/ρr，(M-1)fd/ρr為最大多普勒頻差。當(dāng)ρr較小時(shí)，發(fā)射頻率分集波形對(duì)多普勒頻率值產(chǎn)生放大效應(yīng)。更進(jìn)一步，對(duì)第m個(gè)發(fā)射通道沿脈沖維進(jìn)行離散傅里葉變換，則幅度譜為

(43)

其中，fk為k對(duì)應(yīng)的離散頻率，K為脈沖數(shù)。由前文結(jié)論可知，幅度譜|Ψ(fk,m)|主瓣中心位于fdm,主瓣半功率譜寬為Bk=0.88/KTr=0.88fr/K。

若相鄰?fù)ǖ蓝嗥绽疹l差為fd/ρr>Bk，則

(44)

等效多普勒頻率將會(huì)在發(fā)射通道間出現(xiàn)走動(dòng)，且隨K的增大越發(fā)明顯。這表明，米波OFDM-MIMO雷達(dá)遠(yuǎn)程探測時(shí)，因fr較小，較高徑向速度目標(biāo)產(chǎn)生的等效多普勒頻率與多普勒頻率差fdm-fd會(huì)超過Bk，使得在相干處理時(shí)間內(nèi)各發(fā)射通道多普勒頻率出現(xiàn)超過Bk的走動(dòng)問題。 同時(shí)，由離散傅里葉變換性質(zhì)可知，其可表征的頻率范圍為fr/2，這就意味著fdm較大時(shí)，即(m-1)fd/ρr走動(dòng)超過fr/2，產(chǎn)生頻譜折疊問題。

3 仿真分析

本節(jié)主要對(duì)米波OFDM-MIMO雷達(dá)陣列直達(dá)波、多徑條件下方向圖，單次和多次快拍回波進(jìn)行仿真，設(shè)置該雷達(dá)載頻為150 MHz，發(fā)射信號(hào)樣式為LFM信號(hào)，頻偏和帶寬取值處于150 kHz～15 MHz范圍，脈沖重復(fù)頻率為0.03 s，脈沖寬度為150；陣列陣元數(shù)為10，陣元間距為1 m，陣列高度取值100～2 000 m。

3.1 仿真1：直達(dá)波方向圖仿真

設(shè)定B=1.5 MHz，距離為30～31 km，距離采樣間隔為2 m，角度為-90°～90°，采樣間隔約為1.78°，仿真產(chǎn)生直達(dá)波陣列方向圖。圖5給出了發(fā)射方向圖與其法線角度切片圖。由圖5仿真結(jié)果可以看出，OFDM-MIMO雷達(dá)發(fā)射方向圖呈現(xiàn)距離-角度耦合特性，在距離維以ρr=100 m為周期等間隔分布，幅度約為9.9，半功率點(diǎn)寬度約為8.79 m，其第1副瓣電平約為-13.2 dB，與理論分析吻合；圖6給出了接收方向圖與其法線角度切片圖。圖6接收方向圖僅與角度有關(guān)，幅度約為9.9，半功率點(diǎn)寬度約為0.056π，等于10.08°，其第1副瓣電平約為-12.87 dB，考慮角度采樣偏差，結(jié)果與理論分析吻合。圖7給出了收發(fā)雙程方向圖及其切片圖。此外，圖7收發(fā)雙程方向圖也呈現(xiàn)距離周期特性，周期為ρr=100 m，幅度約為98，距離維半功率點(diǎn)寬度約為9 m，其第1副瓣電平約為-12.98 dB，而角度維半功率點(diǎn)寬度約為7.2°，距離維主瓣寬度和副瓣電平不變，角度維主瓣寬度更窄、副瓣電平更低。

(a) 投影圖(a) Projection

(b) 切片圖(b) Section diagram圖5 發(fā)射方向圖與其法線角度切片F(xiàn)ig.5 Slicing of emission direction diagram

(a) 投影圖(a) Projection

(b) 切片圖(b) Section diagram圖6 接收方向圖與其法線角度切片F(xiàn)ig.6 Receiving pattern and its normal angle section

(a) 投影圖(a) Projection

(b) 角度切片圖(b) Angle section diagram

(c) 距離切片圖(c) Distance slice diagram圖7 收發(fā)雙程方向圖與其切片F(xiàn)ig.7 Transceiver dual deviation chart

3.2 仿真2：多徑條件下方向圖仿真

為了測試和驗(yàn)證多徑對(duì)米波OFDM-MIMO雷達(dá)收發(fā)雙程方向圖的影響，主要仿真不同天線高度時(shí)米波OFDM-MIMO雷達(dá)雙程方向圖法線方向功率，并將同等條件下相控陣?yán)走_(dá)方向圖功率作為對(duì)比。實(shí)驗(yàn)中首先設(shè)定頻偏B=1.5 MHz，直達(dá)波主瓣指向(30.1 km，0°)，陣列高度ha取值由100 m增加至2 000 m，其他參數(shù)同上，圖8給出了收發(fā)雙程方向圖功率隨陣列高度變化曲線。隨著天線高度的增加，米波OFDM-MIMO雷達(dá)方向圖多徑條件下更為穩(wěn)定，天線高度超過510 m后(利用Δr1/2<ΔRs1求得的ha≈514.66 m)，逐漸穩(wěn)定于40 dB，很好地抑制多徑效果。隨天線高度的變化，多徑條件下相控陣?yán)走_(dá)方向圖功率則劇烈起伏，存在較深的低增益區(qū)，這反映了方向圖存在明顯的波瓣分裂問題。

分別設(shè)定頻偏B=15 MHz，直達(dá)波主瓣對(duì)應(yīng)指向(31 km，0°)和(30.01 km，0°)，其他參數(shù)同上，多徑收發(fā)雙程方向圖功率隨陣列高度變化曲線如圖9所示。增大頻偏能提高OFDM-MIMO雷達(dá)多徑抑制效果，在部分高度出現(xiàn)相干疊加效應(yīng)，且要求的天線高度也隨之降低，如B=15 MHz時(shí)，功率穩(wěn)定在40 dB所需天線高度約162.75 m，在550 m、770 m、945 m等高度方向圖功率約50 dB。

圖9 雙程方向圖幅度隨陣列高度變化曲線(B=15 MHz)Fig.9 Curve of variation of amplitude of dual-path pattern with array height(B=15 MHz)

3.3 仿真3：米波OFDM-MIMO雷達(dá)回波仿真

設(shè)置該雷達(dá)發(fā)射信號(hào)樣式為LFM信號(hào)，頻偏B=1.5 MHz，距離維采樣頻率取40 B，脈沖數(shù)為32，陣列高度ha=520 m，徑向速度為210 m/s的目標(biāo)位置位于(30 km，0°)，其他參數(shù)同前。圖10給出了米波OFDM-MIMO雷達(dá)第1個(gè)脈沖回波壓縮結(jié)果與M2個(gè)通道回波相干累積結(jié)果，同時(shí)給出了相控陣?yán)走_(dá)回波。受多徑影響，相控陣?yán)走_(dá)相干累積回波距離維出現(xiàn)3個(gè)峰值，存在明顯的多徑回波，位于30.26 km和30.52 km處，而目標(biāo)回波幅度為8.54×105，約為小于一次多徑回波的一半；而米波OFDM-MIMO雷達(dá)回波距離維僅包含目標(biāo)回波峰值，位于30 km處，幅度約為9.16×105，較好地抑制了多徑。

(a) OFDM-MIMO回波投影(a) Echo projection

(b) OFDM-MIMO累積回波(b) Cumulative echo

(c) 相控陣回波投影(c) Echo projection

(d) 相控陣?yán)鄯e回波(d) Cumulative echo圖10 兩種雷達(dá)多徑回波仿真結(jié)果Fig.10 Multipath echo simulation results of two kinds of radar echoes

此外，進(jìn)一步對(duì)圖10仿真的回波和第4陣元M個(gè)通道脈沖目標(biāo)距離主瓣回波進(jìn)行脈沖維離散傅里葉變換，且對(duì)相控陣?yán)走_(dá)進(jìn)行同樣處理。圖11給出了兩種雷達(dá)回波多脈沖處理結(jié)果。米波OFDM-MIMO雷達(dá)回波因發(fā)射通道與脈沖維耦合，回波多普勒頻率沿通道存在較大變化，出現(xiàn)明顯的多普勒單元走動(dòng)現(xiàn)象，而相控陣?yán)走_(dá)則無此現(xiàn)象，與前文分析吻合，進(jìn)一步證實(shí)了前文所建立信號(hào)模型和特性分析的正確性。

(a) OFDM-MIMO陣元4(a) OFDM-MIMO element 4

(b) 相控陣陣元4(b) Phased array radar element 4圖11 兩種雷達(dá)回波多脈沖處理結(jié)果Fig.11 Multi-pulse processing results of two kinds of radar echoes

4 結(jié)論

本文提出的米波頻率分集MIMO雷達(dá)能夠在接收端實(shí)現(xiàn)距離依賴波束，從而有效地抑制了多徑，改善了波束覆蓋性能。理論和仿真都表明，米波頻率分集MIMO雷達(dá)體制具有更優(yōu)的低空波束覆蓋性能，所提的固定頻偏設(shè)計(jì)方法能夠?qū)崿F(xiàn)有效連續(xù)覆蓋，這對(duì)低仰角下的目標(biāo)檢測和跟蹤將大有裨益。理論和仿真實(shí)驗(yàn)研究表明：

1)米波OFDM-MIMO雷達(dá)陣列雙程方向圖具有距離-角度二維分辨能力，因發(fā)射頻率分集，陣列雙程方向圖法線方向主瓣距離維以ρr為周期分布，半功率寬度(對(duì)應(yīng)于陣列距離分辨力)約為0.88ρr/M；陣列雙程方向圖法線方向主瓣角度維與相控陣?yán)走_(dá)一致，半功率寬度(對(duì)應(yīng)于陣列角度分辨力)約為0.77λ0/(Md)。

2)米波OFDM-MIMO雷達(dá)具有明顯的多徑回波抑制能力，當(dāng)天線高度ha和徑向距離RT滿足Δr1/2<ΔRs1條件時(shí)，因多徑與直達(dá)波路徑存在差別，其可在陣列法線方向?qū)崿F(xiàn)對(duì)多徑回波的有效抑制，且隨頻偏B的增大，抑制能力進(jìn)一步提升。

3)米波OFDM-MIMO雷達(dá)多脈沖回波存在多普勒單元走動(dòng)現(xiàn)象，因通道維與脈沖維的耦合，使得脈沖維處理時(shí)需要考慮這一走動(dòng)現(xiàn)象。