杜英斐，夏銀水，王修登，沈家輝

(寧波大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，浙江 寧波315211)

無(wú)線傳感網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)中，傳統(tǒng)電池供電存在使用壽命的限制，而利用環(huán)境能量為其供電已成為一種可行的改進(jìn)方案[1]。振動(dòng)能是環(huán)境中廣泛存在的能量之一，因其具有能量密度相對(duì)較高且易被俘獲的優(yōu)點(diǎn)而備受青睞[2]。壓電換能器(Piezoelectric Transducer，PZT)利用壓電材料特性，可以將壓電振動(dòng)能轉(zhuǎn)化為交流電。但終端電子設(shè)備一般需要直流供電，所以在PZT與負(fù)載電路之間需要設(shè)計(jì)能量俘獲接口電路來(lái)進(jìn)行整流，并盡可能提高對(duì)PZT能量提取的效率[3－4]。

最基本的接口電路是標(biāo)準(zhǔn)能量俘獲電路(Standard Energy Harvesting，SEH)。采用簡(jiǎn)單的全橋整流結(jié)構(gòu)，可靠性高，但由于電流與電壓之間存在相位差以及二極管存在導(dǎo)通壓降等問(wèn)題，無(wú)功功率大，俘獲效率低，且易受負(fù)載影響[5]。

為提高能量俘獲效率，Lefeuvre等人提出了一系列的非線性同步開(kāi)關(guān)電路，如并聯(lián)同步開(kāi)關(guān)電感(Parallel Synchronized Switch Harvesting on Inductor，P-SSHI)電路[6]，串聯(lián)同步開(kāi)關(guān)電感(Series Synchronized Switch Harvesting on Inductor，S-SSHI)電路[7]。SSHI電路能大幅度提高能量俘獲效率，但是輸出功率易受負(fù)載影響。之后Lefeuvre等人提出同步電荷提取(Synchronous Electric Charge Extraction，SECE)電路[8]，使輸出功率可在較大負(fù)載范圍內(nèi)保持恒定，減少了對(duì)最大功率跟蹤電路的依賴，因此成為能量俘獲電路的常用結(jié)構(gòu)。Kwon等人為了提高能量俘獲效率，提出了翻轉(zhuǎn)倍壓的俘獲電路設(shè)計(jì)[9]。Lallart等人在此基礎(chǔ)上總結(jié)出同步翻轉(zhuǎn)電荷提取(Synchronous Inversion and Charge Extraction，SICE)電路[10]，相對(duì)于SECE電路在保留負(fù)載特性優(yōu)勢(shì)的情況下提高了能量俘獲效率，并進(jìn)行了有源電路實(shí)現(xiàn)[11]。

上述研究均為單壓電能量俘獲電路，然而在實(shí)際應(yīng)用中，由于環(huán)境能量的時(shí)變和單一能量的微弱，往往不能滿足需要。因此，Romani等人提出一種多壓電能量俘獲電路[12]；Shareef等人設(shè)計(jì)了一種無(wú)整流的多壓電能量俘獲電路[13]；Meng等人設(shè)計(jì)了一種可俘獲多個(gè)不同電壓與頻率的壓電能量俘獲電路[14－15]。這些電路均基于SECE電路構(gòu)架，采用電感時(shí)分復(fù)用的方式提取多壓電能量，且控制電路均需外部電源供電。

外部電源供電通常較為復(fù)雜，因此在自供電研究方面，Wu等人基于SECE提出優(yōu)化的同步電荷提取(Optimized Synchronous Electric Charge Extraction，OSECE)電路[16]，并與Qu等人分別完成了電路的自供電設(shè)計(jì)[17－18]。Shi等人進(jìn)一步提出無(wú)整流的低延遲開(kāi)關(guān)SECE電路[19]。而Li等人基于SECE結(jié)構(gòu)提出了一種自供電的多壓電能量俘獲電路[20]。

綜上，SICE電路理論俘獲效率相比于SECE更高，但缺乏自供電以及多壓電能量俘獲電路設(shè)計(jì)研究。因此本文擬采用SICE電路，設(shè)計(jì)一種可拓展的自供電能量俘獲接口電路ESP-SICE。所提出的電路相對(duì)于SECE結(jié)構(gòu)提高了俘獲效率，可以通過(guò)電感共用在任意相位情況下實(shí)現(xiàn)多壓電能量提取，與現(xiàn)有的時(shí)分復(fù)用的多輸入能量俘獲方式相比可以降低能量損失。電路無(wú)需外部電源供電，無(wú)需整流橋。

1 經(jīng)典能量俘獲電路分析

1.1 壓電等效模型

壓電換能器PZT多采用懸臂梁結(jié)構(gòu)[21]，其機(jī)電耦合等效模型如圖1(a)所示[22]。其中LM表示機(jī)械質(zhì)量，RS表示機(jī)械阻尼，CK表示機(jī)械強(qiáng)度，n表示耦合系數(shù)，Cp表示PZT的寄生電容。在近似諧振情況下，PZT可以等效為一個(gè)非耦合的電流源模型，如圖1(b)所示，其中Ip為正弦電流源，Cp為PZT的寄生電容，Rp為PZT的內(nèi)阻。

圖1 壓電等效模型

1.2 同步電荷提取電路SECE

同步電荷提取電路SECE在全橋整流之后增加了電感L，開(kāi)關(guān)S和續(xù)流二極管。在一個(gè)周期的大部分時(shí)間內(nèi)，開(kāi)關(guān)S斷開(kāi)。當(dāng)PZT開(kāi)路電壓達(dá)到極值VP_SECE時(shí)，開(kāi)關(guān)S閉合，與電感L形成電荷提取回路。經(jīng)過(guò)1/4個(gè)LC諧振周期后，PZT中的能量被提取到電感上，開(kāi)路電壓下降為零，開(kāi)關(guān)關(guān)斷。此時(shí)形成電感續(xù)流回路，電感上的能量通過(guò)續(xù)流二極管流向負(fù)載。電路結(jié)構(gòu)如圖2所示，所對(duì)應(yīng)的PZT中Cp的開(kāi)路電壓與電流波形如圖3所示。

圖2 同步電荷提取電路SECE

圖3 SECE中C p的開(kāi)路電壓與電流波形

假設(shè)在激勵(lì)條件不變的情況下，SEH電路中PZT的開(kāi)路電壓最大值為Vp0，則SECE電路中PZT的開(kāi)路電壓極值可表示為:

SECE電路是在開(kāi)路電壓達(dá)到極值時(shí)進(jìn)行能量提取，此時(shí)電容上積累的能量可以表示為:

由于SECE電路在每個(gè)周期內(nèi)提取能量?jī)纱?，因此SECE的輸出功率可表示為:

在忽略二極管導(dǎo)通壓降的條件下，理想SEH電路的輸出功率可表示為:

對(duì)比式(3)、式(4)可以看出，在激勵(lì)源保持不變的條件下，理想SECE的輸出功率是理想SEH電路的最大功率的四倍。由于SECE電路中PZT所在的電荷提取回路與負(fù)載所在的電感續(xù)流回路相互獨(dú)立，因此PZT與負(fù)載之間相互的直接影響較小，有利于多壓電能量俘獲的設(shè)計(jì)[12－13，15]，但時(shí)分復(fù)用的能量提取方式有待改進(jìn)。

1.3 同步翻轉(zhuǎn)電荷提取電路SICE

SICE電路在續(xù)流電感Lf之外又增加了一個(gè)翻轉(zhuǎn)電感Li，在電荷提取之前先利用其進(jìn)行電壓翻轉(zhuǎn)提高開(kāi)路電壓。SICE電路的開(kāi)關(guān)在大部分時(shí)間內(nèi)同樣關(guān)斷，開(kāi)路電壓首次達(dá)到的極值與SECE相同，為VP_SECE。此時(shí)翻轉(zhuǎn)開(kāi)關(guān)Si導(dǎo)通，PZT與翻轉(zhuǎn)電感Li形成電壓翻轉(zhuǎn)回路。經(jīng)過(guò)1/2個(gè)LC諧振周期后電容Cp上電壓極性被翻轉(zhuǎn)，開(kāi)關(guān)Si關(guān)斷。然后開(kāi)路電壓繼續(xù)增大，第二次達(dá)到極值后按SECE進(jìn)行同步電荷提取。電路結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4 同步翻轉(zhuǎn)電荷提取電路SICE

圖5 所示為單次翻轉(zhuǎn)的SICE電路的PZT電壓波形。SICE電路的開(kāi)路電壓第一次達(dá)到極值時(shí)，其值為VP_SECE。考慮到翻轉(zhuǎn)之后的電壓VPI_SECE會(huì)有所損耗，定義翻轉(zhuǎn)系數(shù)γ為翻轉(zhuǎn)后的電壓絕對(duì)值與翻轉(zhuǎn)前的電壓絕對(duì)值之比，即:

圖5 SICE中C p的開(kāi)路電壓與電流波形

翻轉(zhuǎn)電壓之后，SICE開(kāi)路電壓繼續(xù)增大，再次達(dá)到極值進(jìn)行同步電荷提取時(shí)的電壓值VP_SICE可表示為:

俘獲的能量可表示為:

SICE的輸出功率可表示為:

理想情況下γ趨近于1，對(duì)比式(3)、式(4)，理想SICE的輸出功率為理想SECE的兩倍，理想SEH電路的八倍。

但根據(jù)Lefeuvre等人的研究[7－8]，翻轉(zhuǎn)電感的品質(zhì)因數(shù)決定了翻轉(zhuǎn)系數(shù)，如下所示:

因此選擇品質(zhì)因數(shù)較高的翻轉(zhuǎn)電感有利于改善電路性能。而續(xù)流電感的工作原理與DCM模式下的Buck-Boost電路一樣，其損耗主要在于其內(nèi)阻的損耗。因此內(nèi)阻越小，續(xù)流時(shí)能量損耗越小，最終電路效率越高。

現(xiàn)有的SICE電路結(jié)構(gòu)的研究?jī)H針對(duì)單壓電片進(jìn)行了有源電路設(shè)計(jì)[9－11]，在自供電以及可拓展的多壓電俘獲方面缺少研究。

2 所提出電路工作原理分析

根據(jù)以上分析，在相同激勵(lì)條件下，SICE電路由于開(kāi)路電壓更高，相比于SECE可提高能量俘獲效率。因此采用SICE進(jìn)行多壓電能量俘獲設(shè)計(jì)相對(duì)于SECE結(jié)構(gòu)有著一定的優(yōu)勢(shì)。

本文所提出的基于SICE的可拓展自供電能量俘獲(ESP-SICE)電路如圖6所示。為實(shí)現(xiàn)自供電，采用無(wú)整流橋結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，其中部分參考Li等人的電路設(shè)計(jì)[20]。其中，多個(gè)壓電能采集模塊共用翻轉(zhuǎn)電感Li、續(xù)流電感Lf和續(xù)流二極管Df。壓電能采集模塊的電路設(shè)計(jì)中，一對(duì)零電位切換二極管D1、D2，用于將PZT高電位端接地。PNP管Q1、NPN管Q2和檢測(cè)電容C1構(gòu)成同步電壓翻轉(zhuǎn)階段的極值檢測(cè)電路。NPN管Q3、PNP管Q4和檢測(cè)電容C1構(gòu)成同步電荷提取階段的極值檢測(cè)電路。二極管D3用來(lái)防止多壓電能量俘獲時(shí)不同壓電片之間的能量倒灌。

圖6 ESP-SICE電路

電路工作原理將結(jié)合圖7所示波形圖，由單輸入的ESP-SICE電路加以說(shuō)明。

圖7 單輸入ESP-SICE電路與電壓電流波形

設(shè)一個(gè)周期的開(kāi)始時(shí)刻為t0，此時(shí)開(kāi)路電壓為零，等效電流源Ip的初始方向從壓電片的Vn端流向Vp端。

t0－t1為正半周期自然充電階段。PZT兩端的開(kāi)路電壓逐漸增大，寄生電容Cp處于直接充電狀態(tài)，檢測(cè)電容C1通過(guò)三極管Q3處于充電狀態(tài)。高電位端Vp通過(guò)零電位切換開(kāi)關(guān)二極管D1接地。t1時(shí)刻，等效電流源Ip電流過(guò)零，電容Cp上電壓達(dá)到極值Vp1，因三極管發(fā)射結(jié)存在導(dǎo)通壓降Vbe，電容C1上電壓表示為:

t1－t2為正半周期電流反向階段。等效電流源Ip對(duì)Cp反向充電，Cp電壓下降。由于三極管Q1存在閾值電壓，因此檢測(cè)電容C1上電荷無(wú)法釋放，電壓保持不變。t2時(shí)刻，電容Cp與C1的電壓差達(dá)到三極管Q1的閾值電壓，三極管Q1導(dǎo)通，進(jìn)而三極管Q2開(kāi)始導(dǎo)通。此時(shí)開(kāi)路電壓值Vpie可表示為:

t2－t3為同步電壓翻轉(zhuǎn)階段。電容Cp，C1和翻轉(zhuǎn)電感Li構(gòu)成電壓翻轉(zhuǎn)回路。經(jīng)過(guò)1/2 LC諧振周期之后，PZT的開(kāi)路電壓完成極性翻轉(zhuǎn)，三極管開(kāi)關(guān)Q2關(guān)斷?？紤]到翻轉(zhuǎn)系數(shù)γ，t3時(shí)刻開(kāi)路電壓值應(yīng)為:

t3－t4為負(fù)半周期自然充電階段。PZT兩端的開(kāi)路電壓繼續(xù)增大，寄生電容Cp處于直接充電狀態(tài)，檢測(cè)電容C1通過(guò)三極管Q1處于充電狀態(tài)。高電位端Vn通過(guò)零電位切換開(kāi)關(guān)二極管D2接地。t4時(shí)刻，等效電流源Ip電流過(guò)零，電容Cp上達(dá)到的極值電壓VP2與電容C1上電壓可表示為:

t4－t5為負(fù)半周期電流反向階段。等效電流源Ip對(duì)Cp反向充電，Cp電壓再次下降。由于三極管Q3存在閾值電壓，因此檢測(cè)電容C1上電荷無(wú)法釋放，電壓保持不變。t5時(shí)刻，電容Cp與C1的電壓差達(dá)到三極管Q3的閾值電壓，三極管Q3導(dǎo)通，進(jìn)而三極管Q4開(kāi)始導(dǎo)通。此時(shí)開(kāi)路電壓值Vpfe可表示為:

t5－t6為同步電荷提取階段。電容Cp，C1和續(xù)流電感L1構(gòu)成電荷提取回路。經(jīng)過(guò)1/4 LC諧振周期之后，堆疊在Cp和C1上的電荷轉(zhuǎn)移到電感L1上，三極管開(kāi)關(guān)Q4關(guān)斷。之后通過(guò)續(xù)流二極管D1，續(xù)流電感Lf和負(fù)載形成電感續(xù)流回路，將電感上累積的能量傳遞到負(fù)載，完成一個(gè)周期的工作。假使檢測(cè)電容C1遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于寄生電容Cp，該階段提取的能量可表示為:

在一個(gè)周期中，因?yàn)闃O值檢測(cè)電路存在延遲而產(chǎn)生的t1－t2和t4－t5兩個(gè)電流反向階段中，電流電壓的相位有所差異，損失了部分電荷。損失的電荷使開(kāi)路電壓有著兩個(gè)閾值電壓的變化，因此電壓Vp1可近似用Vp0表示:

則單輸入ESP-SICE電路的輸出功率可表示為:

由公式可得，除器件外，ESP-SICE電路在翻轉(zhuǎn)電壓以及開(kāi)關(guān)延遲方面也會(huì)有較大的能量損耗。因此測(cè)得實(shí)際電路與實(shí)際SEH電路的比值將與理論比值有所偏差。

在工作原理分析中，二極管D3被忽略，因?yàn)槠鋬H在多壓電輸入時(shí)才起作用。由圖7中ESP-SICE的電路結(jié)構(gòu)可見(jiàn)，多壓電電能采集模塊的結(jié)構(gòu)拓展方式完全相同。因此為方便起見(jiàn)，以雙PZT的ESPSICE電路為例，分析多PZT俘能的可能性，如圖8所示。在多壓電輸入時(shí)，壓電片之間需要相互隔離，以保證開(kāi)路電壓不受影響。翻轉(zhuǎn)電感Li上端連接的三極管Q12、Q22與續(xù)流電感Lf上端連接的三極管Q14、Q24保證了不同壓電片的Vp端相互獨(dú)立。翻轉(zhuǎn)電感下端連接的二極管D13、D23則保證了壓電片Vn端不會(huì)直接相連。從而使ESP-SICE電路中每個(gè)壓電片處在單獨(dú)的回路中，可以進(jìn)行多壓電能量俘獲而不互相干擾。電路中的兩個(gè)電感避免了不同PZT之間電壓翻轉(zhuǎn)與電荷提取的沖突。

圖8 雙PZT輸入的ESP-SICE電路

3 多壓電俘獲仿真分析

ESP-SICE的特點(diǎn)不僅在于自供電的SICE結(jié)構(gòu)，而且可在多PZT相位重疊時(shí)同步提取能量。

多個(gè)PZT之間不同的相位差，會(huì)導(dǎo)致電感電流存在不同程度的重疊。以兩個(gè)PZT為例，基于電感電流可以將其分為四種情況，如圖9所示。一為兩個(gè)PZT相位完全同步，電流完全重合的情況；二為兩個(gè)PZT完全異步，工作狀態(tài)沒(méi)有交疊的情況；三為相位靠前的PZT1使電感電流上升但還未到極值時(shí)，相位靠后的PZT2電壓達(dá)到極值開(kāi)始利用電感使其電流連續(xù)上升的情況；四為PZT1使電感電流上升到極值后在下降的過(guò)程中，PZT2電壓達(dá)到極值開(kāi)始利用電感使其電流再次上升的情況。在情況三、四中，設(shè)PZT1利用電感工作的過(guò)程中，PZT2開(kāi)始利用電感同步工作的時(shí)間點(diǎn)為同步點(diǎn)。

圖9 多PZT的四種電感電流相位情況

針對(duì)上述四種情況，利用LTspice軟件對(duì)圖8所示的雙PZT輸入的ESP-SICE電路進(jìn)行仿真分析。

情況1:翻轉(zhuǎn)電感或續(xù)流電感形成的LC諧振回路中，電感電流完全等于兩個(gè)壓電片的電流之和。翻轉(zhuǎn)電感工作時(shí)，兩個(gè)PZT的開(kāi)路電壓同時(shí)翻轉(zhuǎn)極性。續(xù)流電感工作時(shí)，兩個(gè)PZT的開(kāi)路電壓因?yàn)殡姾商崛《瑫r(shí)下降到零。電路可在相位完全同步時(shí)工作。仿真波形如圖10所示。

圖10 情況1的電感電流與對(duì)應(yīng)的PZT電壓波形

情況2:不同的PZT之間理論上將不會(huì)互相影響，工作模式類似于單PZT的能量俘獲。即電感電流和開(kāi)路電壓與單PZT俘獲時(shí)的情況相同。仿真如圖11所示。

圖11 情況2的電感電流與對(duì)應(yīng)的PZT電壓波形

情況3:在同步點(diǎn)之前，相位靠前的PZT1被電感提取電荷，開(kāi)路電壓下降，電感電流上升。經(jīng)過(guò)同步點(diǎn)時(shí)，PZT1電位被鉗制，相位靠后的PZT2開(kāi)始被電感提取電荷，開(kāi)路電壓下降，電感電流連續(xù)上升。當(dāng)兩個(gè)PZT開(kāi)路電壓再次相等時(shí)，同時(shí)被電感提取剩余電荷，開(kāi)路電壓波形重合并同步變化。仿真波形如圖12所示。

圖12 情況3的電感電流與對(duì)應(yīng)的PZT電壓波形

情況4:兩個(gè)電感電流變化類似，在下降過(guò)程中經(jīng)過(guò)同步點(diǎn)再次上升。但電壓變化有所不同。翻轉(zhuǎn)電感在工作時(shí)始終處于同一回路中，因此電壓變化與情況三類似，PZT1先進(jìn)行電壓翻轉(zhuǎn)，在同步點(diǎn)時(shí)

電壓被鉗制，等待PZT2被電感翻轉(zhuǎn)電荷，直至兩個(gè)PZT電壓相等時(shí)再同時(shí)翻轉(zhuǎn)到最終電壓值。續(xù)流電感的電荷提取與電荷釋放時(shí)處于不同的回路，因此在電感釋放電荷過(guò)程中同步工作并不會(huì)影響PZT電壓。仿真波形如圖13所示。

圖13 情況4的電感電流與對(duì)應(yīng)的PZT電壓波形

通過(guò)上述四種情況的分析可知，ESP-SICE電路可以在任意相位差下從多個(gè)PZT中獲取壓電能量。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

為了驗(yàn)證電路的有效性，參考圖8電路建立了如圖14所示的實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)。其中包括一個(gè)函數(shù)信號(hào)發(fā)生器、一個(gè)示波器、兩個(gè)壓電片、一個(gè)功率放大器、一個(gè)振動(dòng)臺(tái)、一個(gè)激光位移傳感器和ESP-SICE電路。

圖14 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)

通過(guò)信號(hào)發(fā)生器設(shè)置頻率、振幅產(chǎn)生正弦信號(hào)，經(jīng)功率放大器增強(qiáng)后用于控制振動(dòng)臺(tái)。通過(guò)調(diào)整振幅與頻率可以使兩個(gè)壓電片工作在諧振頻率附近，然后保持振幅和頻率不變進(jìn)行測(cè)試。壓電片裝置采用的是傳統(tǒng)單懸臂梁結(jié)構(gòu)，兩個(gè)壓電片平行放置，一端固定在振動(dòng)臺(tái)上，另一端被固定了一個(gè)金屬質(zhì)量塊作為自由端，通過(guò)調(diào)節(jié)金屬塊的質(zhì)量或者位置可以改變懸臂梁的諧振頻率。在振動(dòng)臺(tái)振動(dòng)時(shí)，由于壓電片上金屬質(zhì)量的慣性，壓電片兩端發(fā)生相對(duì)位移，即產(chǎn)生對(duì)應(yīng)交流信號(hào)。在實(shí)驗(yàn)中，激光位移傳感器可以實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)振動(dòng)臺(tái)的振動(dòng)變化情況，亦可通過(guò)示波器測(cè)試壓電片開(kāi)路電壓的波形反映懸臂梁的振動(dòng)情況。

因翻轉(zhuǎn)電感對(duì)品質(zhì)因數(shù)更為敏感，所以感值選擇方面，翻轉(zhuǎn)電感Li可相對(duì)續(xù)流電感Lf較大。

主要的器件參數(shù)在表1中給出。

表1 元件型號(hào)及參數(shù)

圖15 顯示了實(shí)測(cè)電路中兩個(gè)PZT的開(kāi)路電壓波形。產(chǎn)生波形相位較前的壓電片為PZT1，波形相位較后的壓電片為PZT2。每個(gè)壓電片分別以其開(kāi)路電壓為零時(shí)作為一個(gè)周期的開(kāi)始時(shí)刻，當(dāng)電壓第一次達(dá)到極值時(shí)，經(jīng)過(guò)短暫延遲電壓迅速翻轉(zhuǎn)。由于翻轉(zhuǎn)電感品質(zhì)因數(shù)的限制，翻轉(zhuǎn)后電壓會(huì)有所損耗。在經(jīng)過(guò)一段時(shí)間充電后，開(kāi)路電壓第二次達(dá)到極值，這次經(jīng)過(guò)短暫延遲后電荷被提取，開(kāi)路電壓變?yōu)榱恪?/p>

圖15 ESP-SICE實(shí)測(cè)開(kāi)路電壓波形

為了驗(yàn)證ESP-SICE電路能否在任意相位差情況下同時(shí)提取不同壓電片中的能量。實(shí)驗(yàn)采用兩個(gè)相同的壓電片，對(duì)振動(dòng)臺(tái)頻率進(jìn)行微調(diào)來(lái)產(chǎn)生理論仿真中相位偏差的四種情況。如圖16和圖17所示，所測(cè)波形驗(yàn)證了ESP-SICE電路在相位同步時(shí)同時(shí)提取能量的可行性，在工作模式方面相對(duì)于時(shí)分復(fù)用型電路有著較為明顯的優(yōu)勢(shì)。

圖16 不同相位情況翻轉(zhuǎn)電感電流波形

圖17 不同相位情況續(xù)流電感電流波形

圖18 為電路的負(fù)載特性曲線。實(shí)驗(yàn)在激勵(lì)源保持恒定的條件下，分別測(cè)試了PZT1與PZT2兩個(gè)壓電片同時(shí)工作的ESP-SICE電路，兩個(gè)壓電片分別單獨(dú)工作的ESP-SICE電路，以及兩個(gè)壓電片分別單獨(dú)工作的SEH電路。圖中縱坐標(biāo)采用雙坐標(biāo)軸，左軸為輸出功率，代表電路在不同負(fù)載下的性能；右軸為ESP-SICE電路中，兩個(gè)PZT同時(shí)工作的輸出功率與兩個(gè)PZT單獨(dú)工作輸出功率和的比值β，代表了ESP-SICE電路隨著負(fù)載變化的多輸入特性。為更好觀測(cè)電路在負(fù)載變化較大范圍的工作特性，圖中橫坐標(biāo)采用指數(shù)形式表示。實(shí)驗(yàn)測(cè)試的負(fù)載范圍是1 kΩ~1 000 kΩ。

圖18 負(fù)載特性曲線

根據(jù)負(fù)載特性曲線，在負(fù)載大小為300 kΩ時(shí)，兩個(gè)壓電片的SEH電路均達(dá)到最大輸出功率，此時(shí)ESP-SICE電路的輸出功率已保持相對(duì)穩(wěn)定。PZT1采用ESP-SICE的輸出功率約為57.6μW，采用SEH的輸出功率約為13.4μW。PZT2采用ESP-SICE的輸出功率約為51.0μW，采用SEH的輸出功率約為11.2μW。ESP-SICE相對(duì)于SEH的單壓電俘獲效率至少可達(dá)4.2倍。

負(fù)載特性曲線圖中虛線為比值β，在穩(wěn)定狀態(tài)下，β值約為0.96，代表了ESP-SICE電路的多能量俘獲特性并不以損失較多單個(gè)壓電片能量為代價(jià)。反而在負(fù)載電阻較小時(shí)，ESP-SICE電路更加具有優(yōu)勢(shì)。這是由于負(fù)載較小時(shí)，輸出電壓較低，二極管的閾值壓降會(huì)造成大量的能量損失。若僅考慮續(xù)流二極管的損耗，則續(xù)流效率可以表示為:

VDC是電路輸出電壓，VD是單個(gè)二極管的電壓降。ESP-SICE雙PZT的輸出電壓高，損耗會(huì)大大降低，相對(duì)于兩個(gè)單PZT之和有著更高的輸出功率。考慮到電路中其他器件的壓降損耗，在負(fù)載電阻不大的情況下，多壓電片同時(shí)俘獲相比于幾個(gè)相同數(shù)量的單壓電片單獨(dú)俘獲的優(yōu)勢(shì)會(huì)更大。

在實(shí)際應(yīng)用中，當(dāng)多個(gè)壓電片相位異步時(shí)，此時(shí)增加壓電片的個(gè)數(shù)不會(huì)影響電路的性能；當(dāng)多個(gè)壓電片存在同相位時(shí)，電感在LC諧振時(shí)的電流會(huì)隨壓電片的個(gè)數(shù)倍增，可能會(huì)超過(guò)器件的額定電流。因此ESP-SICE電路的具體應(yīng)用需根據(jù)實(shí)際情況考慮。

表2 給出了ESP-SICE電路與SICE式單壓電電路[9]與SECE式多壓電電路[12－13，15]的性能比較。

表2 與參考文獻(xiàn)對(duì)比

相比于現(xiàn)有的SICE式電路，ESP-SICE電路實(shí)現(xiàn)了多壓電能量俘獲，且無(wú)需外部供電。相比于其他的多輸入能量俘獲電路，ESP-SICE電路采用SICE構(gòu)架，在相同激勵(lì)條件下比SECE式電路提高了開(kāi)路電壓，單壓電輸出功率可達(dá)到全橋整流最大功率的4.2倍，相對(duì)于SECE的能量俘獲效率有所提升。在工作模式方面，ESP-SICE既可采用傳統(tǒng)時(shí)分復(fù)用方式俘獲能量，亦可同步提取能量，相對(duì)減少了能量損失。但ESP-SICE電路的設(shè)計(jì)使用了兩個(gè)電感，且感值較大，在后續(xù)工作中有待改進(jìn)。

5 總結(jié)

本文提出了一種基于同步翻轉(zhuǎn)電荷提取的多壓電能量俘獲電路ESP-SICE。整體電路采用自供電與無(wú)整流橋設(shè)計(jì)。理論分析仿真與實(shí)驗(yàn)測(cè)試都證明了該電路的有效性。結(jié)果表明ESP-SICE電路在相對(duì)提高了能量俘獲效率的同時(shí)，可通過(guò)共用電感在任意相位差的情況下同時(shí)提取多個(gè)壓電換能器的能量。