林國(guó)慶， 陳偉， 黃秀玲

(福州大學(xué) 福建省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，福州 350116)

0 引 言

LED憑借其發(fā)光亮度好、電能利用率高和工作壽命長(zhǎng)等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于多種照明應(yīng)用場(chǎng)合[1-4]。驅(qū)動(dòng)電源是保證LED發(fā)光品質(zhì)和整體性能的關(guān)鍵。

在LED驅(qū)動(dòng)電源中，為了平衡脈動(dòng)輸入功率和直流輸出功率的差值，一般需要一個(gè)容量較大的儲(chǔ)能電容，該電容一般選用電解電容,而電解電容的壽命遠(yuǎn)小于LED的使用壽命，成為制約LED驅(qū)動(dòng)電路工作壽命的重要因素[5-8]。根據(jù)電解電容壽命預(yù)期阿列里烏斯(Arrhenius)模型，電解電容的工作壽命與溫度有關(guān)[9]，當(dāng)LED工作環(huán)境溫度升高時(shí)，會(huì)進(jìn)一步加快電解電容的失效，從而進(jìn)一步影響驅(qū)動(dòng)電路正常工作[10]。因此，無(wú)電解電容LED驅(qū)動(dòng)電源是照明領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)。

為了消除電解電容對(duì)LED驅(qū)動(dòng)電源壽命的影響，現(xiàn)有技術(shù)方法大致可以分兩類[11]：一是在原有拓?fù)浠A(chǔ)上對(duì)控制方法進(jìn)行改進(jìn)[12-14]；二是構(gòu)造新的電路拓?fù)鋪?lái)平衡脈動(dòng)功率[15-23]。文獻(xiàn)[12]和文獻(xiàn)[13]通過(guò)在交流輸入側(cè)注入三次或五次諧波電流來(lái)降低輸入側(cè)的功率脈動(dòng)從而來(lái)減小儲(chǔ)能電容的容值，注入的諧波電流越大，儲(chǔ)能電容的容值越小，其優(yōu)點(diǎn)是不用改變電路的結(jié)構(gòu)，缺點(diǎn)是注入諧波電流越大，LED驅(qū)動(dòng)電源的功率因數(shù)越低，適用于對(duì)功率因數(shù)要求不高的小功率應(yīng)用場(chǎng)景。文獻(xiàn)[14]在輸出側(cè)采用脈動(dòng)電流驅(qū)動(dòng)LED，使LED在輸入功率較大時(shí)多消耗能量，在輸入功率較小時(shí)不消耗或少消耗能量，降低輸出側(cè)的功率脈動(dòng)，輸入側(cè)輸入電流幾乎不受影響，電路功率因數(shù)較高，但LED電流為低頻脈動(dòng)，LED的發(fā)光品質(zhì)會(huì)受到影響。

文獻(xiàn)[15]和文獻(xiàn)[16]提出了在兩級(jí)電路結(jié)構(gòu)中實(shí)現(xiàn)無(wú)電解電容的方法，通過(guò)增大兩級(jí)間儲(chǔ)能電容電壓紋波來(lái)降低儲(chǔ)能電容容值，具有較高的功率因數(shù)，但與單級(jí)式結(jié)構(gòu)相比，結(jié)構(gòu)復(fù)雜、成本高，而且儲(chǔ)能電容上過(guò)大的電壓紋波會(huì)增大器件電壓應(yīng)力，并影響B(tài)oost電路的正常工作。文獻(xiàn)[17]在傳統(tǒng)SEPIC型AC/DC變換器拓?fù)涞幕A(chǔ)上引入填谷電路，使中間電容的容值和耐壓值均減小為原來(lái)的一半，結(jié)構(gòu)較為簡(jiǎn)單，但電容的容值減小量有限。文獻(xiàn)[18-21]采用多路DC/DC變換器進(jìn)行優(yōu)化組合，在保證高功率因數(shù)和輸入輸出功率脈動(dòng)量不變的情況下，降低總的輸出電流脈動(dòng)，從而去除了電解電容。文獻(xiàn)[18]主電路采用單級(jí)有源箝位flyback PFC變換器，輔助電路采用全橋式紋波抵消電路并與主電路輸出串聯(lián)來(lái)驅(qū)動(dòng)LED，其優(yōu)點(diǎn)是全橋結(jié)構(gòu)只流過(guò)交流低頻脈動(dòng)分量，變換器中的器件電壓應(yīng)力較低，但控制較為復(fù)雜，而且對(duì)于LED負(fù)載，如果串聯(lián)電壓反向補(bǔ)償存在相差等情況，會(huì)導(dǎo)致LED燈電流有較大的變化，影響LED燈的正常使用。文獻(xiàn)[20]和文獻(xiàn)[21]采用flyback變換器作為主電路，輔助電路與主電路輸出并聯(lián)，通過(guò)電流的反向補(bǔ)償達(dá)到恒流驅(qū)動(dòng)LED的目的，但主電路開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力較高。文獻(xiàn)[22]和文獻(xiàn)[23]中將輔助雙向變換器并接在DC/DC變換器與負(fù)載之間，使得功率平衡電容對(duì)功率起到削峰填谷的作用，從而可以用恒定的功率驅(qū)動(dòng)負(fù)載，電路具有較高的功率因數(shù)，適合在大功率場(chǎng)合應(yīng)用。

本文提出一種交錯(cuò)并聯(lián)無(wú)電解電容LED驅(qū)動(dòng)電源，通過(guò)穩(wěn)定輔助儲(chǔ)能電容電壓實(shí)現(xiàn)輸入瞬時(shí)功率與輸出功率的平衡，從而抑制輸出電流的低頻紋波，并通過(guò)增加輔助儲(chǔ)能電容上的電壓紋波進(jìn)一步減小輔助儲(chǔ)能電容的容值，因此可以使用薄膜電容替代大容量的電解電容，提高電路的可靠性。

1 無(wú)電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路拓?fù)浼肮ぷ髟?/h2>

1.1 電路拓?fù)?/h3>

圖1為所提交錯(cuò)并聯(lián)無(wú)電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路，由隔離型交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器和輔助功率平衡電路組成。交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器由電感L1、L2、開(kāi)關(guān)管S1和S2、變壓器T1和二極管D6～D9組成，用于實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正和恒流輸出；輔助功率平衡電路由二極管D1、D4和D5、開(kāi)關(guān)管S3、輔助儲(chǔ)能電容C1組成，用于平衡輸入瞬時(shí)功率和輸出功率的差值，抑制輸出電流的低頻紋波。

圖1 單級(jí)無(wú)電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路拓?fù)銯ig.1 Circuit topology of proposed LED driver

1.2 工作原理

無(wú)電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路主要工作波形如圖2所示，ugs1、ugs2、ugs3分別為開(kāi)關(guān)管S1、S2、S3的驅(qū)動(dòng)電壓波形，vin、iin為輸入電壓和電流波形，pin、Po為輸入功率和輸出功率波形，vC1為輔助儲(chǔ)能電容C1兩端電壓波形，VC1為其平均值。電路分為兩種工作模態(tài)進(jìn)行分析。

圖2 電路主要工作波形圖Fig.2 Main waveforms of proposed circuit

1.2.1pin>Po時(shí)變換器工作模態(tài)分析

當(dāng)pin>Po時(shí)，電路關(guān)鍵波形如圖3所示。

圖3 pin>Po時(shí)變換器關(guān)鍵波形圖Fig.3 Key operating waveform of the circuit when pin >Po

輔助開(kāi)關(guān)管S3始終關(guān)斷，變換器通過(guò)調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)管S1、S2的占空比實(shí)現(xiàn)輸出恒流，通過(guò)調(diào)節(jié)S1、S2的死區(qū)時(shí)間將多余能量?jī)?chǔ)存在輔助儲(chǔ)能電容C1中。該工作模態(tài)包含6個(gè)階段，各個(gè)階段等效電路圖如圖4所示。

圖4 pin>Po時(shí)電路各模態(tài)等效電路圖Fig.4 Equivalent circuits of different modes when pin >Po

1)(t0-t1)階段：t0時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S1導(dǎo)通，S2關(guān)斷，整流電路輸出電壓通過(guò)二極管D1和D2、開(kāi)關(guān)管S1對(duì)電感L1線性充電；電感L2通過(guò)二極管D1和D3、開(kāi)關(guān)管S1和變壓器T1向負(fù)載釋放能量。

2)(t1-t2)階段：t1時(shí)刻，電感L2電流減小到0，二極管D3、D7、D8截止，LED負(fù)載由輸出濾波電容Co供電。

3) (t2-t3)階段：t2時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S1關(guān)斷，電感L1通過(guò)二極管D2、D4和D1向輔助儲(chǔ)能電容C1釋放能量，電容C1電壓增加。

4) (t3-t4)階段：t3時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S2導(dǎo)通，開(kāi)關(guān)管S1保持關(guān)斷，整流電路輸出電壓通過(guò)二極管D1和D3、開(kāi)關(guān)管S2對(duì)電感L2線性充電；電感L1通過(guò)二極管D1和D2、開(kāi)關(guān)管S2和變壓器T1向負(fù)載釋放能量。在此階段，為了保證電感L1中的能量?jī)H向負(fù)載側(cè)傳遞，整流電路輸出電壓和輔助儲(chǔ)能電容電壓之和必須滿足

|vin(t)|+vC1(t)>nVo。

(1)

式中：vin(t)為整流電路輸出電壓；vC1(t)為輔助儲(chǔ)能電容電壓；n為變壓器原副邊匝比；Vo為輸出電壓。

5)(t4-t5)階段：t4時(shí)刻，電感L1電流減小到0，二極管D2、D6和D9截止，LED負(fù)載由輸出濾波電容Co供電。

6)(t5-t6)階段：t5時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S2關(guān)斷，開(kāi)關(guān)管S1保持關(guān)斷，電感L2通過(guò)二極管D1、D3和D5向輔助儲(chǔ)能電容C1釋放能量。t6以后電路又重復(fù)上一個(gè)開(kāi)關(guān)周期工作。

1.2.2pin

pin

圖5 pin

輔助開(kāi)關(guān)管S3在開(kāi)關(guān)管S1關(guān)斷前一段時(shí)間導(dǎo)通，通過(guò)控制S3的工作占空比，使一個(gè)工頻周期內(nèi)輔助儲(chǔ)能電容電壓平均值VC1保持穩(wěn)定。該工作模態(tài)包含5個(gè)階段，各個(gè)階段等效電路如圖6所示。

圖6 pin

1)(t0-t1)階段：t0時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S1導(dǎo)通、開(kāi)關(guān)管S2關(guān)斷，整流電路輸出電壓通過(guò)二極管D1、D2和開(kāi)關(guān)管S1對(duì)電感L1線性充電；電感L2通過(guò)二極管D1和D3、開(kāi)關(guān)管S1和變壓器T1向負(fù)載釋放能量。

2)(t1-t2)階段：t1時(shí)刻，電感L2電流減小到0，二極管D3、D7、D8截止，此時(shí)由輸出濾波電容Co給LED負(fù)載供電。

3)(t2-t3)階段：t2時(shí)刻，輔助開(kāi)關(guān)管S3導(dǎo)通，整流電路輸出與輔助儲(chǔ)能電容C1一起分別通過(guò)開(kāi)關(guān)管S3、二極管D2和開(kāi)關(guān)管S1對(duì)電感L1繼續(xù)充電和通過(guò)輔助開(kāi)關(guān)管S3、二極管D3、變壓器T1、開(kāi)關(guān)管S1對(duì)電感L2充電。

4)(t3-t4)階段：t3時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S1、S3關(guān)斷，開(kāi)關(guān)管S2導(dǎo)通。整流電路輸出電壓通過(guò)二極管D1、D3、開(kāi)關(guān)管S2對(duì)電感L2充電；電感L1通過(guò)二極管D1、D2、開(kāi)關(guān)管S2和變壓器T1向負(fù)載釋放能量。在此階段，為了保證電感L1中的能量?jī)H向LED負(fù)載側(cè)傳遞，整流電路輸出電壓和輔助儲(chǔ)能電容電壓之和也必須滿足式(1)要求。

5)(t4-t5)階段：t4時(shí)刻，電感L1電流減小到0，二極管D2、D6、D9截止，此時(shí)輸出濾波電容Co給LED負(fù)載供電。t5以后電路重復(fù)上一開(kāi)關(guān)周期工作。

2 電路功率因數(shù)和紋波控制策略分析

2.1 功率因數(shù)分析

如圖1所示，兩路交錯(cuò)并聯(lián)的boost PFC變換器具有對(duì)稱性，當(dāng)工作在斷續(xù)模式時(shí)，電感L1電流在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的平均電流為

(2)

式中：D為2個(gè)主開(kāi)關(guān)管的工作占空比；TS為其工作周期；k=(nD2TSVo)/(2L)；α=Vm/nVo。

(3)

由式(3)可以得到半個(gè)工頻周期內(nèi)輸入電流和輸入電壓隨時(shí)間變化曲線如圖7所示，輸入電流在半個(gè)工頻周期內(nèi)的變化近似為正弦波，且相位與輸入電壓相位一致，因此電路可以實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)。

圖7 輸入電壓與輸入電流波形Fig.7 Waveforms of the input voltage and input current

2.2 紋波控制策略

2.2.1 輔助儲(chǔ)能電容大小與電壓紋波的關(guān)系

假設(shè)驅(qū)動(dòng)電源的功率因數(shù)及效率均為1，則瞬時(shí)輸入功率為

pin(t)=VmImsin2(ωt)=

Po-Pocos(2ωt)。

(4)

式中：Vm、Im為輸入電壓和電流幅值；Po為輸出功率；ω為輸入電壓角頻率。

由于LED負(fù)載輸出功率是恒定的，因此輔助儲(chǔ)能電容上存儲(chǔ)的功率為

pC1(t)=-Pocos(2ωt)。

(5)

圖2所示，在[T/8,3T/8]時(shí)間內(nèi)，瞬時(shí)交流輸入功率高于直流輸出功率，將多余的能量存儲(chǔ)在輔助儲(chǔ)能電容中，則有

(6)

根據(jù)電容的儲(chǔ)能特性，儲(chǔ)存在輔助儲(chǔ)能電容C1中的能量大小也可表示為

C1VC1ΔVC1。

(7)

結(jié)合式(6)和式(7)，得到輔助儲(chǔ)能電容的容值大小和功率的關(guān)系為

(8)

2.2.2 低頻紋波控制策略

基于上述分析，為了去除電解電容，需要對(duì)輸出電流的低頻紋波進(jìn)行抑制。提出利用輔助功率平衡電路平衡輸入瞬時(shí)功率與輸出功率的差值，從而抑制輸出低頻電流紋波的產(chǎn)生。下面分兩種情況進(jìn)行分析。

1)pin>Po，輔助儲(chǔ)能電容能量的存儲(chǔ)過(guò)程。

在[T/8,3T/8]階段，通過(guò)控制主開(kāi)關(guān)管S1和S2的死區(qū)時(shí)間Δt1=t3-t2，將多余的能量暫存到輔助儲(chǔ)能電容C1中，從而削平輸出電流的低頻紋波。由1.2.1分析可知，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中負(fù)載電流大小io可表示為

(9)

式中電感L1在t3時(shí)刻電流為

可以得到一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)負(fù)載電流的大小io和死區(qū)時(shí)間Δt1的關(guān)系式為

(10)

則可得S1和S2的死區(qū)占空比為

(11)

當(dāng)輸出電流io為恒定值時(shí)，死區(qū)占空比d(t)隨時(shí)間t變化的關(guān)系曲線如圖8(a)所示，為近似于正弦波的曲線。

圖8 死區(qū)占空比隨時(shí)間變化曲線Fig.8 Curve of the dead zone duty cycle with time

因此，為使變換器實(shí)現(xiàn)恒流輸出，只要主電路開(kāi)關(guān)管S1、S2的工作占空比D按下式規(guī)律變化，即

D=0.5-K1a[N]。

(12)

式中：a[N]為如圖8(b)所示的幅值為1的標(biāo)準(zhǔn)正弦變化數(shù)組；K1為主開(kāi)關(guān)管S1、S2的死區(qū)占空比系數(shù)。則當(dāng)N從0到100逐漸遞增時(shí)，主開(kāi)關(guān)S1、S2的死區(qū)占空比即可近似按圖8(a)的規(guī)律變化。根據(jù)輸出電流紋波的大小，通過(guò)調(diào)節(jié)K1值改變開(kāi)關(guān)管S1、S2的死區(qū)時(shí)間，以調(diào)節(jié)存入輔助儲(chǔ)能電容C1中的能量大小，從而抑制了輸出電流io的低頻紋波。

2)pin

在[3T/8,5T/8]階段，主開(kāi)關(guān)管S1和S2以0.5的固定占空比交錯(cuò)導(dǎo)通，通過(guò)控制輔助開(kāi)關(guān)管S3的導(dǎo)通時(shí)間Δt2=t3-t2，將存儲(chǔ)在輔助儲(chǔ)能電容中的能量向負(fù)載釋放，補(bǔ)償了pin

(13)

t3時(shí)刻電感L1和t5時(shí)刻電感L2的電流分別為：

(14)

(15)

可以得到負(fù)載電流io與輔助開(kāi)關(guān)管S3導(dǎo)通時(shí)間Δt2的關(guān)系式為

(16)

由式(16)可得開(kāi)關(guān)管S3的導(dǎo)通占空比為

(17)

由式(17)可知，當(dāng)輸出電流io為恒定值時(shí)，輔助開(kāi)關(guān)管S3的占空比k(t)隨時(shí)間t變化的關(guān)系曲線如圖9(a)所示，k(t)為一近似于三角波的曲線。為使變換器實(shí)現(xiàn)恒流輸出，通過(guò)設(shè)定輔助開(kāi)關(guān)管S3的工作占空比D3，使之按下式的規(guī)律變化，即

D3=K2b[N]。

(18)

式中：K2為輔助開(kāi)關(guān)管S3占空比系數(shù)；b[N]為如圖9(b)所示幅值為1的標(biāo)準(zhǔn)三角波函數(shù)變換數(shù)組。

則當(dāng)自然數(shù)N從0到100逐漸遞增時(shí)，輔助開(kāi)關(guān)管S3占空比即可按照?qǐng)D9(a)規(guī)律變化，從而通過(guò)調(diào)節(jié)占空比系數(shù)K2值，填平了輸出電流io的低頻紋波。

圖9 開(kāi)關(guān)管S3的占空比隨時(shí)間變化的關(guān)系曲線Fig.9 Relationship between duty cycle of S3 and time

輔助開(kāi)關(guān)管S3的占空比系數(shù)K2是通過(guò)控制輔助儲(chǔ)能電容電壓的平均值得到。具體控制原理如圖10所示。通過(guò)采樣電容C1電壓的平均值VC1_f，與給定的參考信號(hào)VC1_ref比較，經(jīng)PI調(diào)節(jié)，得到輔助開(kāi)關(guān)管S3占空比系數(shù)K2；當(dāng)檢測(cè)到pin

圖10 功率平衡控制原理圖Fig.10 Schematic diagram of power balance control

3 關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1 電感設(shè)計(jì)

由于電路結(jié)構(gòu)具有對(duì)稱性，分析時(shí)以電感L1為例，設(shè)電感量均為L(zhǎng)。為使變換器能夠?qū)崿F(xiàn)功率因數(shù)校正功能，由2.1節(jié)分析可知，電感設(shè)計(jì)時(shí)，應(yīng)保證交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路電感電流始終工作在斷續(xù)模式。因此當(dāng)pin>Po時(shí)，應(yīng)滿足

(19)

結(jié)合式(9)和式(14)，可得電感L1、L2的電感值必須滿足以下條件：

(20)

同理，當(dāng)pin

(21)

為保證在全范圍內(nèi)電感電流工作在斷續(xù)模式，電感L1、L2取式(20)和式(21)計(jì)算結(jié)果的較小值。

3.2 輔助儲(chǔ)能電容設(shè)計(jì)

輔助儲(chǔ)能電容用來(lái)平衡瞬時(shí)交流輸入功率與直流輸出功率的差值，其電壓瞬時(shí)值的表達(dá)式為

(22)

由式(22)可知，輔助儲(chǔ)能電容C1的電壓最小值為

(23)

其電壓平均值為

(24)

在滿載情況下結(jié)合式(8)計(jì)算電容C1的容值。此外，輔助儲(chǔ)能電容容值的大小必需兼顧開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力，同時(shí)還要滿足式(1)的關(guān)系式。

假設(shè)電容電壓的最大值VC1_max不超過(guò)330 V，則令VC1_max=330 V。根據(jù)式(23)和式(24)可以得到輔助儲(chǔ)能電容電壓最小值VC1_min、平均值VC1和輔助儲(chǔ)能電容C1的關(guān)系曲線，如圖11所示。根據(jù)關(guān)系曲線，最終選擇輔助儲(chǔ)能電容C1為6.6 μF。當(dāng)VC1_max=330 V時(shí)，可得VC1=297.6 V，VC1_min=265.1 V，該最小電壓可保證輔助儲(chǔ)能電容電壓與整流電路輸出電壓之和始終大于反射電壓nVo。

圖11 輔助儲(chǔ)能電容電壓平均值、最小值和C1的關(guān)系曲線Fig.11 Relationship between the average and minimum voltage of auxiliary energy storage capacitor and C1

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證所提出的單級(jí)無(wú)電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路的可行性，搭建了一臺(tái)40 W的LED驅(qū)動(dòng)電路實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖12所示。實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：輸入電壓范圍85～130 V，輸出功率Po=40 W，輸出電流Io=600 mA，濾波電容Co=6.6 μF，輔助儲(chǔ)能電容C1=6.6 μF，電感L1=L2=900 μH，開(kāi)關(guān)管S1和S2型號(hào)為65F6310,開(kāi)關(guān)管S3采用FQPF10N60C，二極管D2、D3、D4及D6～D9型號(hào)均為FR207。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如下。

圖12 單級(jí)無(wú)電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.12 Experimental prototype of the proposed LED driver

圖13為輔助儲(chǔ)能電容電壓vC1、整流電路輸出電壓|vin|、輸出電流io和開(kāi)關(guān)管S3驅(qū)動(dòng)電壓波形?？梢钥闯?，當(dāng)輸出濾波電容為Co=6.6 μF，輸出電流近似為一平直直線，因此可以用薄膜電容替代電解電容，驗(yàn)證了所提拓?fù)涞目尚行浴?/p>

圖13 無(wú)電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路主要實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.13 Main experimental waveforms of the proposed circuit

圖14為pin>Po時(shí)電路主要工作波形，圖15為pinPo時(shí)多余的能量，放電過(guò)程補(bǔ)償了pin

圖14 pin>Po時(shí)主要工作波形Fig.14 Key experimental waveforms when pin>Po

圖15 pin

表1為輸出濾波電容Co=6.6 μF時(shí)，不同死區(qū)占空比系數(shù)K1下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果?？梢钥闯?，占空比系數(shù)K1變化時(shí)輔助儲(chǔ)能電容電壓平均值VC1基本保持不變，K1越大，輔助儲(chǔ)能電容電壓脈動(dòng)ΔVC1越大，輸出電流低頻紋波ΔIo越小，低頻紋波抑制效果越好，但電路的功率因數(shù)降低。因此K1的選取需要綜合考慮輸出電流低頻紋波大小和電路功率因數(shù)的要求，與理論分析相符。

表1 不同死區(qū)占空比系數(shù)K1的電路測(cè)試結(jié)果

為了進(jìn)一步驗(yàn)證低頻紋波的抑制效果，測(cè)試了死區(qū)占空比系數(shù)K1為0.06時(shí)不同輸出濾波電容下的輸出電流波形，如圖16所示。可以看出，當(dāng)輸出濾波電容Co=6.6 μF時(shí)，輸出電流低頻紋波為83.3%；當(dāng)Co=330 μF時(shí)，輸出電流的低頻紋波仍有33.3%，可見(jiàn)如果死區(qū)占空比系數(shù)K1取值太小，低頻紋波抑制效果較差，電路不能實(shí)現(xiàn)無(wú)電解電容。

圖16 不同輸出濾波電容Co的實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.16 Experimental waveforms of different output filter capacitor Co

圖17為變換器效率、功率因數(shù)隨輸入電壓的變化曲線，從圖17可知，輸入電壓在85 V至130 V變化范圍內(nèi)，功率因數(shù)均大于0.95，效率高于81%。

圖17 變換器效率、功率因數(shù)隨輸入電壓的變化曲線Fig.17 Variation curves of converter efficiency and power factor with different input voltages

5 結(jié) 論

本文提出了一種隔離型交錯(cuò)并聯(lián)無(wú)電解電容LED驅(qū)動(dòng)電源，通過(guò)穩(wěn)定輔助儲(chǔ)能電容電壓實(shí)現(xiàn)了輸入輸出功率的平衡，從而抑制了輸出電流的低頻紋波，并可通過(guò)調(diào)節(jié)輔助儲(chǔ)能電容上的電壓紋波進(jìn)一步減小輔助儲(chǔ)能電容的容值。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所提出電路方案在輸出濾波電容為6.6 μF時(shí)，輸出電流紋波可以降至16.7%，功率因數(shù)PF>0.95，因此可以用薄膜電容取代，從而實(shí)現(xiàn)了無(wú)電解電容化。本電路拓?fù)洳捎昧私诲e(cuò)并聯(lián)結(jié)構(gòu)，可以有效降低輸入電流高頻紋波和開(kāi)關(guān)器件的電流應(yīng)力；僅有少量脈動(dòng)功率經(jīng)過(guò)輔助功率平衡電路進(jìn)行二次變換，提高了轉(zhuǎn)換效率；輔助儲(chǔ)能電容吸收了變壓器漏感引起的電壓尖峰，開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力低。