李旭光 劉 兵 傅海鵬 馬凱學(xué)

(天津大學(xué)微電子學(xué)院 天津 300072)

1 引言

相控陣技術(shù)可應(yīng)用于通信和雷達(dá)等系統(tǒng)前端，實(shí)現(xiàn)信號(hào)的波束賦形和波束掃描。在信號(hào)發(fā)射端，相控陣技術(shù)可以提升信號(hào)的有效全向輻射功率(Effective Isotropic Radiated Power， EIRP)，在信號(hào)接收端提升系統(tǒng)靈敏度[1，2]。近年，隨著毫米波通信和雷達(dá)技術(shù)的發(fā)展，相控陣系統(tǒng)以其優(yōu)勢(shì)可有效地提升通信系統(tǒng)的通信速率和雷達(dá)系統(tǒng)的探測(cè)精度，被廣泛地應(yīng)用于如5 G 毫米波通信、汽車(chē)?yán)走_(dá)[2—4]等。

在相控陣系統(tǒng)中，移相器作為相控陣功能實(shí)現(xiàn)最為核心的電路模塊，移相器的分辨率和移相精度等性能直接關(guān)系相控陣系統(tǒng)的波束掃描分辨率和波束寬度，對(duì)相控陣系統(tǒng)的性能起著至關(guān)重要的作用。在毫米波頻段，隨著頻率升高，基于半導(dǎo)體工藝實(shí)現(xiàn)的毫米波集成電路面臨著損耗增加、寄生效應(yīng)惡化、晶體管增益衰減等問(wèn)題。面向毫米波相控陣應(yīng)用，多種毫米波移相器架構(gòu)被提出，嘗試克服毫米波集成電路設(shè)計(jì)難點(diǎn)，追求移相器的低插損、高移相分辨率、高移相精度，以及小芯片面積[5—10]。

本文中將面向毫米波相控陣?yán)走_(dá)應(yīng)用，闡述一款工作于D波段的有源矢量合成移相器。該移相器采用了寬帶共柵放大器和基于電容中和的高增益共源共柵放大器混合級(jí)聯(lián)，并在矢量合成結(jié)構(gòu)中借助數(shù)控人工介質(zhì)(Digital Controlled Artificial Dielectric，DiCAD)補(bǔ)償結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)了全360°相位范圍內(nèi)5.625°的移相分辨率。第2節(jié)將介紹移相器的基本架構(gòu)；第3節(jié)將就正交發(fā)生器、可變?cè)鲆婕?jí)和矢量合成結(jié)構(gòu)進(jìn)行電路原理介紹；移相器的驗(yàn)證結(jié)果將在第4節(jié)進(jìn)行講述；第5節(jié)對(duì)全文進(jìn)行總結(jié)。

2 移相器架構(gòu)

圖1所示為一個(gè)常見(jiàn)的基于射頻移相的相控陣?yán)走_(dá)接收系統(tǒng)示意圖。相控陣?yán)走_(dá)具有多個(gè)接收陣元，由于移相器的存在，相鄰兩陣元的接收信號(hào)可受移相器控制產(chǎn)生相移并獲得相對(duì)延時(shí)。假設(shè)相鄰陣元間的信號(hào)延時(shí)均為Δτ，則相控陣便可接收指向角為θ的電磁波束，其中θ可表達(dá)為

其中，c為光速，d為相控陣陣元間距離。相似地，若接收系統(tǒng)中天線后的低噪聲放大器變成相反方向的功率放大器，信號(hào)經(jīng)移相器和功率放大器后從天線輻射出去，即可實(shí)現(xiàn)波束指向角為θ的相控陣?yán)走_(dá)發(fā)射系統(tǒng)。

圖1 射頻移相架構(gòu)的相控陣?yán)走_(dá)接收系統(tǒng)示意圖[1]

由上可知，移相器是相控陣系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的關(guān)鍵。然而，由于硅基毫米波集成電路面臨信號(hào)損耗大的問(wèn)題，面向毫米波相控陣?yán)走_(dá)應(yīng)用，為降低毫米波信號(hào)在相控陣?yán)走_(dá)接收和發(fā)射鏈路中損耗過(guò)大的問(wèn)題，并提升移相器移相分辨率和移相精度，本文基于矢量合成原理提出了一款工作于D波段的多級(jí)可變?cè)鲆娣糯笃骷?jí)聯(lián)的有源移相器，如圖2所示。信號(hào)輸入后，經(jīng)由寬帶Lange耦合器和巴倫產(chǎn)生4路相位和幅度平衡的正交(Inphase-Quadrature， IQ)信號(hào)，IQ信號(hào)失配將影響移相精度[11]。為提升移相器的分辨率，IQ信號(hào)分別經(jīng)過(guò)3級(jí)級(jí)聯(lián)的可變?cè)鲆娣糯笃鳙@得較大范圍的增益變化。其中，3級(jí)可變?cè)鲆娣糯笃鞑捎枚询B共柵放大器和共源共柵放大器兩種結(jié)構(gòu)以滿足增益和帶寬折衷。最后經(jīng)過(guò)矢量合成結(jié)構(gòu)，將不同增益的IQ信號(hào)合成獲得期待的相位。

當(dāng)矢量合成移相器中IQ信號(hào)增益控制相互獨(dú)立時(shí)，I路和Q路信號(hào)很難完全地?cái)嗦罚瑢?dǎo)致矢量合成時(shí)在0°， 90°， 180°和270°相位附近形成相位斷裂[12]。為避免移相器產(chǎn)生相位斷裂導(dǎo)致移相范圍減小、精度下降，本文所設(shè)計(jì)移相器在矢量合成結(jié)構(gòu)中帶入DiCAD結(jié)構(gòu)對(duì)IQ信號(hào)相位進(jìn)行補(bǔ)償，最終實(shí)現(xiàn)全360°高精度移相。

圖2 有源矢量合成移相器結(jié)構(gòu)示意圖

3 移相器電路分析

3.1 可變?cè)鲆娣糯笃?/h3>

本文所設(shè)計(jì)有源移相器的增益控制結(jié)構(gòu)采用了3級(jí)可變?cè)鲆娣糯笃骷?jí)聯(lián)的結(jié)構(gòu)，通過(guò)多級(jí)級(jí)聯(lián)可以增加對(duì)IQ信號(hào)的增益控制范圍，以此減小IQ信號(hào)在矢量合成輸出的相位步進(jìn)，提升移相器的分辨率。圖3所示為所設(shè)計(jì)移相器采用的兩種可變?cè)鲆娣糯笃鹘Y(jié)構(gòu)。

移相器前兩級(jí)增益控制電路結(jié)構(gòu)如圖3(a)所示，采用了堆疊共柵可變?cè)鲆娣糯笃鳌Ｏ啾扔诔Ｓ玫墓苍捶糯笃?，共柵結(jié)構(gòu)避免了晶體管柵漏間彌勒(Miller)電容的影響，在高頻下可實(shí)現(xiàn)寬帶的增益放大效果，且易實(shí)現(xiàn)級(jí)聯(lián)匹配。信號(hào)輸入經(jīng)由變壓器匹配與M1～M4組成堆疊共柵放大器相連。為提升堆疊共柵放大器的增益，在堆疊共柵晶體管間串聯(lián)了120 pH的電感L1和L2，以補(bǔ)償晶體管M3與M4的寄生電容Cgs和Csb。放大器增益控制通過(guò)電流引導(dǎo)(current steering)結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)，M5和M6的源級(jí)與M3和M4的源級(jí)相連，通過(guò)改變引導(dǎo)至晶體管M5和M6支路的電流比例進(jìn)而改變?cè)鲆妗Ａ鹘?jīng)M3和M5的電流比例由它們的柵端控制電壓比和晶體管尺寸比決定。為權(quán)衡增益控制范圍和增益壓縮[6]，M3和M5的晶體管尺寸分別為55 nm/24 μm和55 nm/36 μm。

圖3 可變?cè)鲆娣糯笃麟娐方Y(jié)構(gòu)

為提升鏈路增益，移相器中第3級(jí)可變?cè)鲆娣糯笃鞑捎昧斯苍垂矕欧糯笃鹘Y(jié)構(gòu)，如圖3(b)所示。與共柵放大器不同的是，在共源共柵放大器結(jié)構(gòu)中，信號(hào)通過(guò)變壓器匹配輸入至晶體管M7和M8的柵極。相比于傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)，該文所設(shè)計(jì)移相器引入了中和電容技術(shù)[13]，在晶體管M7和M8的柵端和漏端并聯(lián)8 fF的交叉耦合電容C1和C2，移除共源放大器固有的彌勒電容效應(yīng)，提升放大器增益和反向隔離。

經(jīng)過(guò)3級(jí)可變?cè)鲆娣糯笃?，IQ信號(hào)可以分別獲得14 dB的增益變化范圍。

3.2 矢量合成電路

圖4 矢量合成結(jié)構(gòu)電路圖

圖4所示為有源移相器的矢量合成結(jié)構(gòu)電路圖，該結(jié)構(gòu)基于Gilbert單元實(shí)現(xiàn)。同樣地，為提高增益，在矢量合成電路中采用了中和電容技術(shù)。其原理如圖，在電路I-路徑，控制字B1決定晶體管M15～M18導(dǎo)通與否，當(dāng)B1為高電平，晶體管M17，M18與晶體管M13， M14形成共源共柵放大器，此時(shí)輸出相位定義為參考態(tài)；當(dāng)B1為低電平，晶體管M15和M16導(dǎo)通，則輸出相位與參考態(tài)相反，為180°。與此同時(shí)，Q路徑受B2控制可產(chǎn)生90°和270°兩種狀態(tài)。I路和Q路通過(guò)矢量合成后進(jìn)變壓器實(shí)現(xiàn)單端輸出。

如3.1小節(jié)，當(dāng)IQ信號(hào)的增益變化范圍為14 dB時(shí)，IQ信號(hào)的幅度比值最大約為5.01。經(jīng)過(guò)矢量合成，IQ信號(hào)合成后將在0°和90°相位處產(chǎn)生約11°的相位斷裂，如圖5所示。為彌補(bǔ)矢量合成導(dǎo)致的相位斷裂，實(shí)現(xiàn)完整的360°移相范圍，在矢量合成電路中引入了DiCAD結(jié)構(gòu)，如圖4中D1所示位置。DiCAD結(jié)構(gòu)如圖6(a)所示，它由差分共面?zhèn)鬏斁€、包圍傳輸線的懸空金屬條和π型開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)組成。當(dāng)開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)導(dǎo)通時(shí)，差分傳輸線周?chē)慕饘贄l短路，近似構(gòu)成虛擬地；當(dāng)開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)斷開(kāi)，金屬條呈懸空狀態(tài)。兩種狀態(tài)下的傳輸線等效電容發(fā)生改變，即傳輸線的有效介質(zhì)發(fā)生變化，導(dǎo)致信號(hào)經(jīng)過(guò)時(shí)相位狀態(tài)發(fā)生改變[14，15]。圖6(b)，圖6(c)顯示了DiCAD結(jié)構(gòu)帶入單路矢量合成電路后，通過(guò)Vtune控制產(chǎn)生的相位變化和幅度變化。當(dāng)Vtune由0 V升至1.2 V，在130 GHz頻點(diǎn)處相移變化量為20°，附加幅度變化約為0.4 dB?？梢詮浹a(bǔ)矢量合成導(dǎo)致的相位斷裂。

圖5 矢量合成結(jié)構(gòu)的相位斷裂示意圖

圖6 DiCAD結(jié)構(gòu)及性能

4 電路仿真驗(yàn)證

本文提出的有源矢量合成移相器基于55 nm CMOS半導(dǎo)體工藝進(jìn)行設(shè)計(jì)，電路版圖如圖7所示，面積為1100 μm×600 μm。為驗(yàn)證所設(shè)計(jì)有源移相器性能，電路版圖被拆分為有源和無(wú)源兩部分，分別通過(guò)calibre寄生參數(shù)提取和HFSS全波電磁仿真進(jìn)行建模，并進(jìn)行聯(lián)合仿真驗(yàn)證。

圖7 D波段有源矢量合成移相器電路版圖

所設(shè)計(jì)有源移相器在電壓為1.2 V時(shí)，功耗為33 mW。經(jīng)小信號(hào)S參數(shù)仿真驗(yàn)證，結(jié)果如圖8—圖10所示。電路S11在120～140 GHz頻率范圍內(nèi)均小于—20 dB， S22在125～135 GHz頻率范圍小于—7.5 dB。圖9所示為移相器的增益，125～135 GHz頻率范圍內(nèi)移相器平均增益為1～2 dB，幅度變化小于±2 dB。在130 GHz頻點(diǎn)，以5.6°相位步進(jìn)選取64個(gè)移相狀態(tài)，如圖10所示，可以發(fā)現(xiàn)，其可以很好地覆蓋360°移相范圍，其均方根(RMS)相位誤差在130 GHz時(shí)為1.4°， 125～135 GHz范圍內(nèi)RMS相位誤差小于4°。表1給出了近年國(guó)際上發(fā)表的相關(guān)移相器文章性能對(duì)比，在近似工作頻率附近，本文所設(shè)計(jì)移相器在相位分辨率和移相精度方面具有優(yōu)勢(shì)。

圖8 移相器各狀態(tài)回波損耗

圖9 移相器各狀態(tài)增益及平均增益

圖10 移相器各狀態(tài)相位和RMS相位誤差

5 結(jié)束語(yǔ)

本文面向毫米波相控陣?yán)走_(dá)應(yīng)用，基于55 nmCMOS工藝設(shè)計(jì)了一款有源矢量合成移相器。為提升移相器的相位分辨率，本文采用了多級(jí)可變?cè)鲆娣糯笃骷?jí)聯(lián)的結(jié)構(gòu)，并采用了DiCAD結(jié)構(gòu)進(jìn)行相位補(bǔ)償。所設(shè)計(jì)移相器可在125 GHz至135 GHz頻率范圍內(nèi)，實(shí)現(xiàn)全360°的移相范圍，在5.625°的移相分辨率下RMS相位誤差小于4°。

表1 移相器性能比較