王凡,賀永玲,胡叨福
(珠海格力電器股份有限公司,廣東珠海,519070)
隨著工業(yè)化的發(fā)展,大量的DC/DC變換器被應(yīng)用于各種場(chǎng)合,用于給直流負(fù)載供電。盡管大力提倡節(jié)能、減排,但如今設(shè)備功耗、發(fā)熱和冷卻功率卻有所增加,所以對(duì)開關(guān)電源的效率、成本、功率密度等提出了更高的要求。本文采用ZVS移相全橋方案,研制了一款400~800 V輸入,300 V/2 A輸出的600 W開關(guān)電源樣機(jī)。
ZVS移相全橋變換器是利用串聯(lián)諧振電感和開關(guān)管并聯(lián)電容進(jìn)行諧振,來(lái)實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通,降低開關(guān)損耗。
圖1為移相全橋變換器拓?fù)鋱D,其中Q1~Q4為4個(gè)功率開關(guān)管,C1~C4為4個(gè)開關(guān)管的寄生電容(或外接電容),D1~D4為4個(gè)開關(guān)管的寄生二極管,Lr為串聯(lián)諧振電感,T1為變壓器,VD1~VD4為副邊整流二極管,LO為輸出濾波電感,CO為輸出濾波電容,RL為負(fù)載電阻。互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)的Q1和Q3組成滯后橋臂,互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)的Q2和Q4組成超前橋臂。
圖1 主電路拓?fù)?/p>
圖2為峰值電流模式的ZVS移相全橋工作波形,其工作原理是通過調(diào)節(jié)兩橋臂之間的相位角,來(lái)調(diào)節(jié)有效占空比的大小,實(shí)現(xiàn)輸出。
要實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通必須滿足以下條件:有足夠的能量抽完將要開通的開關(guān)管并聯(lián)電容上的電荷,并給同一橋臂的另一個(gè)開關(guān)管的并聯(lián)電容充滿電,同時(shí)抽走變壓器原邊寄生電容CTPR上的電荷,即滿足以下條件:
其中Ci為開關(guān)管的并聯(lián)電容,Vin為輸入電壓。
圖2 移相全橋工作波形
超前橋臂實(shí)現(xiàn)ZVS:如圖2所示,t1時(shí)刻,開關(guān)管Q2關(guān)斷,切斷了電源輸入供電通路,由于電感電流不會(huì)突變,原邊維持iP續(xù)流,副邊維持iVD1續(xù)流,此時(shí)輸出濾波電感參與原邊諧振,即Lr和n2LO共同參與串聯(lián)諧振,進(jìn)行電容的充放電,取C1=C2=C3=C4=Ci,則超前橋臂軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)條件為:
滯后橋臂實(shí)現(xiàn)ZVS:如圖2所示,t3時(shí)刻,開關(guān)管Q3關(guān)斷,切斷了續(xù)流通路,此時(shí)C3充電,UBA變?yōu)樨?fù)極性,此時(shí)副邊電流iVD1、iVD4迅速減小,iVD2、iVD3迅速增加,在電流降iVD1、iVD4為零之前,4個(gè)整流二極管保持導(dǎo)通,變壓器副邊電壓被鉗位到低電平,近似為短路,此時(shí)只有Lr參與原邊串聯(lián)諧振,軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)條件為:
由于滯后橋臂諧振時(shí)的近似電感電流源的能量遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于超前橋臂,所有滯后橋臂ZVS更加難實(shí)現(xiàn):
故一般采用增大諧振電感Lr的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)滯后橋臂的軟開關(guān)。
在零電壓移相全橋變換器中,占空比丟失是一個(gè)不可忽視的問題。占空比丟失是指的副邊有效占空比DS小于原邊輸入中間電壓UAB的占空比DP,其差值就是占空比丟失Dloss,圖2中US陰影部分為占空比丟失:
占空比丟失的原因:如圖2,在t3~t5時(shí)間里,原邊電流由正向變?yōu)樨?fù)向,在這段時(shí)間里,副邊被鉗位到近似為零的低電平,這就導(dǎo)致了副邊占空比丟失,即:
TS為工作周期。
并且:
則占空比丟失為:
且近似iVD2(t5)≈I1,則:
從式(8)(9)可以看出:諧振電感Lr越大,占空比丟失Dloss越大;輸入電壓Vin越低,占空比丟失Dloss越大;負(fù)載越大,占空比丟失Dloss越大。
由式(10)可知,保證在占空比丟失的情況下依舊輸出目標(biāo)電壓,需減小變壓器原副邊匝比,結(jié)果導(dǎo)致原邊電流增加,同時(shí)增加了原邊功率管的導(dǎo)通損耗,并且還會(huì)增加副邊整流二極管的反向耐壓。
針對(duì)需求設(shè)計(jì)了一款一款400~800 V輸入,300 V/2 A輸出的600 W開關(guān)電源樣機(jī)。
變壓器選擇鐵氧體材質(zhì)磁芯,工作頻率fS=60 kHz,最大占空比Dmax=0.85。
跟進(jìn)下面公式計(jì)算出原、副邊匝比:
Vdson為原邊MOS管導(dǎo)通壓降;VVD為副邊整流二極管導(dǎo)通壓降。得出n=1.06。
然后計(jì)算出原、副邊匝數(shù)。
原邊匝數(shù)NP為:
Bm為磁芯工作的最大磁擺幅;Ae為磁芯的有效截面積。
副邊匝數(shù)NS為:
根據(jù)常規(guī)AP法選擇PQ35/35的磁芯,其Ae=1.96 cm2,并且Bm=0.15 T,則變壓器原邊匝數(shù)NP=44匝,副邊匝數(shù)NS=42匝。根據(jù)紋波電流、穿透深度、損耗等來(lái)選擇合適的繞組和氣隙,并且可以保證電感量不變的情況下,同比增大一點(diǎn)匝數(shù)。
紋波系數(shù)取0.3,則紋波電流ΔIO=0.6 A。
工作在CCM模式,則Lm=2.3 mH,考慮電源實(shí)際工作情況及體積,取1 mH。
由式(2)(3)(4)可知,滯后橋臂更難實(shí)現(xiàn)軟開關(guān),故根據(jù)滯后橋臂實(shí)現(xiàn)來(lái)選擇諧振電感:
考慮功率管的寄生參數(shù)以及變壓器的漏感LTPR和寄生電容,故取Lr=70 μH。在此條件下,根據(jù)式(8)(9)(15)理論計(jì)算得出:①當(dāng)600 V輸入、滿載時(shí),滯后橋臂剛好實(shí)現(xiàn)軟開關(guān);②當(dāng)400 V輸入低壓滿載時(shí),Dloss≈8.4%;③800 V輸入滿載時(shí),占空比丟失Dloss≈4.2%。由此看出,諧振電感增大,更容易實(shí)現(xiàn)軟開關(guān),但是占空比丟失會(huì)變得更大,故要綜合考慮軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)與占空比丟失。
圖3和圖4中,1通道為中間電壓UBA,2通道為變壓器原邊端電壓UP,3通道為原邊電流。
對(duì)滯后橋臂和超前橋臂分別進(jìn)行了軟開關(guān)測(cè)試。
圖5為550 V輸入、滿載2 A時(shí)滯后橋臂Q4的工作波形,1通道為Q4的漏源極電壓波形,2通道為Q4的柵極驅(qū)動(dòng)電壓,可以看出此時(shí)滯后橋臂剛好實(shí)現(xiàn)實(shí)現(xiàn)零電壓開通。
圖3 400V輸入、滿載
圖4 800V輸入、滿載
圖5 550V輸入、滿載
圖6 750 V輸入、0.8A負(fù)載
圖7 400V輸入滿載
圖8 800V輸入、滿載
圖6為750 V輸入,0.8 A負(fù)載時(shí)超前橋臂Q3的工作波形,可以看出此時(shí)Q3處于完全零電壓開通。
以上測(cè)試可以看出超前橋臂實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)比滯后橋臂容易的多。
對(duì)于占空比丟失,主要測(cè)量中間電壓UAB和變壓器原邊端電壓,其差值為占空比丟失的大小。
圖7測(cè)得占空比丟失為7.25%。圖8測(cè)得占空比丟失為3.75%。
本文針對(duì)需求設(shè)計(jì)了一款開關(guān)電源樣機(jī)。針對(duì)其高壓、小電流的特點(diǎn),著重分析驗(yàn)證了諧振電感對(duì)于軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)和占空比丟失的影響。由樣機(jī)測(cè)試可看出,其雖然實(shí)現(xiàn)了功率管的軟開關(guān),但由于原邊電流過小,導(dǎo)致其軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)困難,同時(shí)依舊存在較大占空比丟失。所以在此高壓、小電流場(chǎng)合,用普通移相全橋拓?fù)洳⒎亲詈线m。所以為保證其良好的性能,須采取額外的措施,如諧振電感改為飽和電感、增加隔直電容等。