王凡，賀永玲，胡叨福

（珠海格力電器股份有限公司，廣東珠海，519070）

0 引言

隨著工業(yè)化的發(fā)展，大量的DC/DC變換器被應用于各種場合，用于給直流負載供電。盡管大力提倡節(jié)能、減排，但如今設備功耗、發(fā)熱和冷卻功率卻有所增加，所以對開關電源的效率、成本、功率密度等提出了更高的要求。本文采用ZVS移相全橋方案，研制了一款400～800 V輸入，300 V/2 A輸出的600 W開關電源樣機。

1 移相全橋ZVS工作原理

■1.1 基本工作原理

ZVS移相全橋變換器是利用串聯(lián)諧振電感和開關管并聯(lián)電容進行諧振，來實現(xiàn)開關管的零電壓開通，降低開關損耗。

圖1為移相全橋變換器拓撲圖，其中Q1～Q4為4個功率開關管，C1～C4為4個開關管的寄生電容（或外接電容），D1～D4為4個開關管的寄生二極管，Lr為串聯(lián)諧振電感，T1為變壓器，VD1～VD4為副邊整流二極管，LO為輸出濾波電感，CO為輸出濾波電容，RL為負載電阻?；パa驅(qū)動的Q1和Q3組成滯后橋臂，互補驅(qū)動的Q2和Q4組成超前橋臂。

圖1 主電路拓撲

圖2為峰值電流模式的ZVS移相全橋工作波形，其工作原理是通過調(diào)節(jié)兩橋臂之間的相位角，來調(diào)節(jié)有效占空比的大小，實現(xiàn)輸出。

■1.2 兩橋臂ZVS的實現(xiàn)條件

要實現(xiàn)開關管的零電壓開通必須滿足以下條件：有足夠的能量抽完將要開通的開關管并聯(lián)電容上的電荷，并給同一橋臂的另一個開關管的并聯(lián)電容充滿電，同時抽走變壓器原邊寄生電容CTPR上的電荷，即滿足以下條件：

其中Ci為開關管的并聯(lián)電容，Vin為輸入電壓。

圖2 移相全橋工作波形

超前橋臂實現(xiàn)ZVS：如圖2所示，t1時刻，開關管Q2關斷，切斷了電源輸入供電通路，由于電感電流不會突變，原邊維持iP續(xù)流，副邊維持iVD1續(xù)流，此時輸出濾波電感參與原邊諧振，即Lr和n2LO共同參與串聯(lián)諧振，進行電容的充放電，取C1=C2=C3=C4=Ci，則超前橋臂軟開關實現(xiàn)條件為：

滯后橋臂實現(xiàn)ZVS：如圖2所示，t3時刻，開關管Q3關斷，切斷了續(xù)流通路，此時C3充電，UBA變?yōu)樨摌O性，此時副邊電流iVD1、iVD4迅速減小，iVD2、iVD3迅速增加，在電流降iVD1、iVD4為零之前，4個整流二極管保持導通，變壓器副邊電壓被鉗位到低電平，近似為短路，此時只有Lr參與原邊串聯(lián)諧振，軟開關實現(xiàn)條件為：

由于滯后橋臂諧振時的近似電感電流源的能量遠遠小于超前橋臂，所有滯后橋臂ZVS更加難實現(xiàn)：

故一般采用增大諧振電感Lr的方法來實現(xiàn)滯后橋臂的軟開關。

■1.3 占空比丟失

在零電壓移相全橋變換器中，占空比丟失是一個不可忽視的問題。占空比丟失是指的副邊有效占空比DS小于原邊輸入中間電壓UAB的占空比DP，其差值就是占空比丟失Dloss，圖2中US陰影部分為占空比丟失：

占空比丟失的原因：如圖2，在t3～t5時間里，原邊電流由正向變?yōu)樨撓颍谶@段時間里，副邊被鉗位到近似為零的低電平，這就導致了副邊占空比丟失，即：

TS為工作周期。

并且：

則占空比丟失為：

且近似iVD2(t5)≈I1，則：

從式(8)(9)可以看出：諧振電感Lr越大，占空比丟失Dloss越大；輸入電壓Vin越低，占空比丟失Dloss越大；負載越大，占空比丟失Dloss越大。

由式(10)可知，保證在占空比丟失的情況下依舊輸出目標電壓，需減小變壓器原副邊匝比，結(jié)果導致原邊電流增加，同時增加了原邊功率管的導通損耗，并且還會增加副邊整流二極管的反向耐壓。

2 關鍵參數(shù)設計

■2.1 設計指標

針對需求設計了一款一款400～800 V輸入，300 V/2 A輸出的600 W開關電源樣機。

■2.2 變壓器

變壓器選擇鐵氧體材質(zhì)磁芯，工作頻率fS=60 kHz，最大占空比Dmax=0.85。

跟進下面公式計算出原、副邊匝比：

Vdson為原邊MOS管導通壓降；VVD為副邊整流二極管導通壓降。得出n=1.06。

然后計算出原、副邊匝數(shù)。

原邊匝數(shù)NP為：

Bm為磁芯工作的最大磁擺幅；Ae為磁芯的有效截面積。

副邊匝數(shù)NS為：

根據(jù)常規(guī)AP法選擇PQ35/35的磁芯，其Ae=1.96 cm2，并且Bm=0.15 T，則變壓器原邊匝數(shù)NP=44匝，副邊匝數(shù)NS=42匝。根據(jù)紋波電流、穿透深度、損耗等來選擇合適的繞組和氣隙，并且可以保證電感量不變的情況下，同比增大一點匝數(shù)。

■2.3 輸出濾波電感

紋波系數(shù)取0.3，則紋波電流ΔIO=0.6 A。

工作在CCM模式，則Lm=2.3 mH，考慮電源實際工作情況及體積，取1 mH。

■2.4 軟開關與占空比丟失

由式(2)(3)(4)可知，滯后橋臂更難實現(xiàn)軟開關，故根據(jù)滯后橋臂實現(xiàn)來選擇諧振電感：

考慮功率管的寄生參數(shù)以及變壓器的漏感LTPR和寄生電容，故取Lr=70 μH。在此條件下，根據(jù)式(8)(9)(15)理論計算得出：①當600 V輸入、滿載時，滯后橋臂剛好實現(xiàn)軟開關；②當400 V輸入低壓滿載時，Dloss≈8.4%；③800 V輸入滿載時，占空比丟失Dloss≈4.2%。由此看出，諧振電感增大，更容易實現(xiàn)軟開關，但是占空比丟失會變得更大，故要綜合考慮軟開關的實現(xiàn)與占空比丟失。

3 樣機與實驗結(jié)果

■3.1 主要工作波形測試

圖3和圖4中，1通道為中間電壓UBA，2通道為變壓器原邊端電壓UP，3通道為原邊電流。

■3.2 軟開關測試

對滯后橋臂和超前橋臂分別進行了軟開關測試。

圖5為550 V輸入、滿載2 A時滯后橋臂Q4的工作波形，1通道為Q4的漏源極電壓波形，2通道為Q4的柵極驅(qū)動電壓，可以看出此時滯后橋臂剛好實現(xiàn)實現(xiàn)零電壓開通。

圖3 400V輸入、滿載

圖4 800V輸入、滿載

圖5 550V輸入、滿載

圖6 750 V輸入、0.8A負載

圖7 400V輸入滿載

圖8 800V輸入、滿載

圖6為750 V輸入，0.8 A負載時超前橋臂Q3的工作波形，可以看出此時Q3處于完全零電壓開通。

以上測試可以看出超前橋臂實現(xiàn)軟開關比滯后橋臂容易的多。

■3.3 占空比丟失測試

對于占空比丟失，主要測量中間電壓UAB和變壓器原邊端電壓，其差值為占空比丟失的大小。

圖7測得占空比丟失為7.25%。圖8測得占空比丟失為3.75%。

4 結(jié)束語

本文針對需求設計了一款開關電源樣機。針對其高壓、小電流的特點，著重分析驗證了諧振電感對于軟開關的實現(xiàn)和占空比丟失的影響。由樣機測試可看出，其雖然實現(xiàn)了功率管的軟開關，但由于原邊電流過小，導致其軟開關實現(xiàn)困難，同時依舊存在較大占空比丟失。所以在此高壓、小電流場合，用普通移相全橋拓撲并非最合適。所以為保證其良好的性能，須采取額外的措施，如諧振電感改為飽和電感、增加隔直電容等。