王鋒，彭華仁，呂天志

（中電科思儀科技股份有限公司，山東青島，266555）

0 引言

國際電信聯盟（ITU）是主管信息通信技術事務的聯合國機構，負責分配和管理全球無線電頻譜與衛(wèi)星軌道資源，制定全球電信標準。為了保障頻譜監(jiān)測的數據有效性、和權威性，最為關鍵的就是依據統一的標準—ITU建議。對于模擬調制信號的監(jiān)測，ITU建議給出了設計標準，具體表現在以下三個方面：

（1）《ITU頻譜監(jiān)測手冊》指出，根據ITU-R建議書，執(zhí)行頻譜監(jiān)測任務的接收機應具備“FM, AM, CW, SSB,ISB,IQ 和pulse 的音頻監(jiān)測功能。

（2）ITU-R SM.1138-2建議書—《必要帶寬的確定及其計算舉例與相應的發(fā)射標志的舉例》確定了各類信號的振幅、頻率和脈沖調制的必要發(fā)射帶寬，必要帶寬是所有自動頻譜管理系統的關鍵數據元素，頻率指配需要確定發(fā)射的必要帶寬[6]。

（3）ITU-R SM.1840建議書—《測量使用模擬調制信號無線電監(jiān)測接收機靈敏度的測試程序》給出了接收機靈敏度測試程序的定義，建議所有制造商均使用這一測試程序定義，使此類接收機的用戶能夠更為方便、客觀地對產品質量做出評估；其中在描述“HF和VHF/UHF頻段的AM調制”的靈敏度測試時明確指出“測試期間須打開自動增益控制（AGC）”[5]。

從以上三方面而言，模擬調制信號解調系統應具備“FM,AM, CW, SSB, ISB,IQ 和pulse 的音頻監(jiān)測功能，在此基礎上，針對各種調制類型必須根據ITU-R SM.1138-2建議書設計相應的解調帶寬，并且針對幅度類調制信號設計自動增益控制功能。本文根據軟件無線電模擬調制信號數字正交解調的通用模型，設計并在FPGA內實現了適應各種模擬調制信號的解調架構，并基于此架構設計實現了解調帶寬可調功能，以及IQ信號增益自動調整功能，進而實現模擬調制信號高效解調系統。

1 方案設計

■1.1 模擬調制信號解調系統總體設計

軟件無線電的解調一般采用數字相干解調的方法，數字相干解調法從原理上講與模擬相干解調法一樣，然而在解調時當本地載波與信號的載波不滿足同頻同相時，模擬相干解調輸出就會嚴重失真，由于正交解調法在一定程度上能克服以上這些弱點，因此軟件無線電的解調一般采用數字正交解調法。

對于連續(xù)波調制信號的解調，設已調信號的數字表達式是s(n) =a(n) cos [ωcn+?(n)]，ωc表示載波角頻率，調制信號可以分別調制在已調信號的振幅a(n)、頻率 ù (n)和相位?(n)中，相應的調制就是調幅、調頻及調相。所以已調信號的表達式可表示如下：

圖1 數字正交解調的通用模型

數字正交解調的通用模型說明了采用正交分解實現解調的基本原理，首先將采樣信號混頻到基帶，然后低通濾波后執(zhí)行模擬調制信號解調功能，圖中的低通濾波器帶寬為信號帶寬的一半，而為了得到特定解調帶寬，該低通濾波器實際上是一個抽取濾波器，將抽取濾波器后的IQ數據送給幅度自動增益控制模塊，經過自動增益控制的IQ信號最后執(zhí)行各種模擬調制信號的解調功能，從而形成完整的模擬調制型號解調系統流程，并在FPGA內部實現，如圖2所示。

圖2 模擬調制信號解調系統流程圖

下面，從模擬調制信號的解調算法、解調帶寬可調功能、自動增益控制控制三個角度闡述模擬調制信號高效解調系統的設計實現。

■1.2 模擬調制信號解調方法

由模擬調制信號解調系統流程圖可知在低通濾波器輸出的基帶IQ信號先執(zhí)行自動增益控制，然后再進入模擬調制信號解調模塊，最終輸出AM、SSB、ISB、PULSE、IQ、CW或FM的解調信號，每種解調類型都具有各自特點，具體如下：

1.2.1 AM解調算法

同相分量：XI(n) =a(n) c os (?0)；正交分量XQ(n)=a(n) s i n (?0)。求它們的平方和開平方得A0+m(n)，減掉直流分量A0即得到調制信號m(n)。當存在載頻失配時，同相分量和正交分量可表示為：

其中， Δω=ωc?ωLO， Δ?=?c??LO，ωLO為本地載波的角頻率；?LO為本地載波的初始相位。對同相、正交分量計算平方和開平方得因此AM信號具有較強的抗載頻失配能力，使用正交解調算法解調時，不要求載頻嚴格的同頻同相。

由上述可知，AM解調模塊中有幅度計算模塊和去直流分量模塊。其中直流分量的獲取需要用到低通濾波器，并且濾波器的通帶要足夠小。將幅度計算結果減掉低通濾波器的結果即為AM的基帶信號。

1.2.2 FM解調算法

?(n)然后，對相位差分，即可求的FM的基帶信號m(n)：

?(n) ??(n? 1 ) =m(n)，為論述方便，此處省略了比例因子k。當存在載頻失配時，同相分量和正交分量可表示為：

求相位序列?(n) = Δω*n+ Δ?+k∑m(n)，再對相位求差分，得解調信號為 Δω+m(n),可見，此時解調輸出增加了一個直流分量，減去此直流分量可得到調制信號m(n)。因此FM信號具有較強的抗載頻失配能力，使用正交解調算法解調時，不要求載頻嚴格的同頻同相。

由上述可知，FM解調模塊中有相位計算模塊、求相位差模塊、去直流分量模塊。其中直流分量的獲取需要用到低通濾波器，并且濾波器的通帶要足夠小。將相位差計算結果減掉低通濾波器的結果即為FM的基帶信號。

1.2.3 PULSE解調算法

PULSE調制指的是脈沖幅度調制（PAM），計算PULSE信號在AGC后的幅度即為PULSE信號的解調結果。

1.2.4 IQ解調算法

任意一個IQ信號都是由IQ調制產生的，其中I路信號稱之為同相信號，Q路信號稱之為正交信號。IQ調制通常又稱為正交調制。因此自動增益控制輸出的IQ信號即為IQ解調結果。

1.2.5 SSB解調（USB/LSB）算法

單邊帶(SSB)信號調制是通過濾除雙邊帶信號的一個邊帶而得到的，其中雙邊帶信號是由調制信號和載波直接相乘得到的，它只有上下邊帶分量，沒有載波分量。濾除其上邊帶得到是下邊帶(LSB)信號，濾除其下邊帶得到上邊帶(USB)信號。SSB信號的表達式為：

無論上下邊帶，同相分量輸出就是調制信號。

1.2.6 CW解調算法

CW稱為等幅報，它是一個斷斷續(xù)續(xù)的單頻信號，記為s(t) =A(t)cos( 2πft)，A(t)代表發(fā)送端按鍵是否壓下的狀態(tài)，當按鍵壓下時A(t)是一個大于零的常數；當按鍵松開時A(t)為0。對CW信號s(t) =A(t)cos( 2πft)進行解調時，CW信號被搬移到零中頻，然后經低通濾波濾除高頻成分后得到同相分量I=A(t)和正交分量Q=0，同相分量I即為CW基帶信號。

1.2.7 ISB解調算法

ISB信號具有兩個邊帶，上下邊帶中獨立含有不同的信息，這種調制方式就稱獨立邊帶（ISB）。ISB信號可以看做是LSB和USB的疊加，設ISB中的LSB和USB信號分別為sU(t)和sL(t)，則ISB的數學表達式是：

I(t) =sU(t) +sL(t)，Q(t) =s?L(t) ?sU(t)。在接收端，執(zhí)行IQ解調得IQ兩路信號，其中I路信號I(t) =sU(t) +sL(t)即為ISB信號。

■1.3 解調帶寬可調功能的設計

采樣數據率和解調帶寬的比值一般為數百或數千倍，要實現解調帶寬可調，首先需要降低數據率，然后在降下來的數據率上以解調帶寬為通帶設計濾波器。此時若采用一個濾波器完成抽取濾波的話，很大的采樣數據率和解調帶寬比值會要求濾波器通帶非常窄，過渡帶特別陡，這樣的濾波器階數極大，FPGA資源難以滿足，這種問題一般采用濾波器級聯的方法來解決—依次采用CIC濾波器、半帶濾波器和FIR濾波器級聯實現抽取濾波，如圖3所示。

圖3 解調帶寬可調功能的濾波器級聯結構

圖3中的濾波器級聯方式主要考慮以下因素：

（1）積分疏狀濾波器(CIC)適合任意整數倍抽取，其系數全為1，濾波運算為加減運算，結構簡單，大幅節(jié)約了FPGA的乘法器資源，因此我們將CIC濾波器作為抽取濾波器級聯的第一級來完成高數據率的濾波運算。

（2）半帶(HB)濾波器適合抽取因子為2的冪次的抽取濾波。半帶濾波器的系數一半為0，相對于同階的普通fir濾波器減少了一半左右的乘法器需求并且通帶平坦，比普通fir濾波器更適合實時處理，因此將若干半帶濾波器放在CIC抽取濾波之后。

（3）CIC濾波器和HB濾波器都是混疊濾波器，FIR濾波器的選擇性要比CIC和半帶濾波器強，并且經過前級的CIC和HB濾波抽取，數據速率相對來說已經很低，在最后一級FIR濾波器階數可設計地比較高，從而性能比較好的FIR濾波器來濾除可引起混疊的高頻分量，優(yōu)化濾波器的通帶波動、過渡帶帶寬、阻帶最小衰減等系統的指標。

圖3中的最后一級FIR濾波器需設計成濾波器系數可編程的，這是基于以下考慮：

（1）ITU-R SM.1138-2建議書—《必要帶寬的確定及其計算舉例與相應的發(fā)射標志的舉例》制定了各種模擬調制信號的典型帶寬；

（2）濾波器級聯的最后一級FIR濾波器的輸入信號含有混疊成分，ITU要求模擬調制信號解調的目的是音頻監(jiān)測，為了得到良好的解調音質，需要濾除混疊成分。

因此將最后一級FIR濾波器需設計成濾波器系數可編程的，可得到不含CIC和半帶濾波器帶來的混疊成分，并可以根據ITU建議獲得精確的解調帶寬。

FIR濾波器具有線性相位特性，其系數具有對稱性，只需要半數的濾波器系數轉換為有符號整型數據送給FPGA即可[7]。使用Xilinx軟件Vivado集成的IP核FIR Compiler生成并行雙通道FIR濾波器。

■1.4 自動增益控制（AGC）功能的設計

信號在傳播過程中，由于電磁波本身輻射功率有差異、距離有遠近、氣象條件以及多徑傳播因此，接收天線接收到的信號功率變化很大，自動增益控制功能通過調整所接收信號的增益，可保證接收設備的輸出信號保持在最佳水平，在ITU建議對模擬調制信號進行音頻監(jiān)測的要求下具有重要意義。

對于一部接收設備，在前端需要自動適應輸入信號的變化，將模擬信號控制在ADC的接入范圍之內；在后端，需要數字AGC將輸出信號保持在一定的幅度上，在這里只討論后端數字AGC。為了監(jiān)聽模擬調制信號的解調音頻，AGC應保障用戶能夠聽到最清晰的基帶信號。由于數字基帶信號通過DAC轉換成模擬基帶信號來驅動揚聲器，那么解調生成的數字基帶信號在驅動DAC時，DAC的位寬利用率應該最高，以此原則來確定AGC的參考輸出。

AGC使得的輸出信號保持在一定的幅度上，那么此模塊必須具有下述功能：

(1)根據DAC位寬利用率最高的原則設置AGC的參考輸出。

(2)AGC是個負反饋系統，根據反饋的信號幅度和目標值比較結果來動態(tài)調整增益。

(3)AGC的輸入輸出都是IQ數據，因此AGC內部需要幅度計算過程。

(4)音頻速率有差異，因此AGC調整速率需可調，有關聲音測量采用的是反饋數據加權，在時間上越是靠前的事件要比所關注的剛剛發(fā)生的事件具有更小的權重[8]。

根據以上反饋回路在增益調整后的IQ驅動下依次執(zhí)行幅度計算、與目標輸出比較、數據加權和累加過程，生成新的增益再執(zhí)行計算。圖4是自動增益控制流程圖。

圖4 IQ數據自動增益控制流程圖

其中AGC調整快慢是通過調整數據加權因子α來實現的，α越小，調整的周期會越大，AGC的反應速率就越慢；α越大，調整的周期會縮小，AGC的反應速率就越快。

2 實現效果

本文使用Xilinx軟件Vivado2017.4，使用硬件描述語言VHDL編碼實現數字下變頻、適應各種解調帶寬的抽取濾波、自動增益控制和各種模擬調制信號的解調功能，進而實現一種模擬調制信號高效解調系統。其中重點是解調帶寬可調功能和幅度自動增益控制功能，下面介紹這兩種功能的實現。

■2.1 解調帶寬可調功能的實現

為實現解調帶寬可調，需要設計多套濾波器系數。這些多套濾波器系數可以固定在FPGA中，這需要一次性將濾波器系數存儲于FPGA的ROM中，當需要更新濾波器系數時需要重新往FPGA芯片下載濾波器系數，不方便；本文實現濾波器系數實時更新，將FIR濾波器設計成系數可重載的，通過上位機文件操作的方式即可實現，不必直接操作FPGA芯片，因此這種方式不僅節(jié)約FPGA的ROM資源，并且在整機層面調試可編程濾波器時避免了頻繁拆機、頻繁操作FPGA的麻煩。圖5是濾波器重載時序圖。

圖5 濾波器系數重載的Vivado平臺仿真結果

為驗證整個抽取濾波方案，采樣并解調FM信號，其中基帶頻率5kHz，頻偏25kHz；設置解調帶寬為50kHz時的抽取濾波效果如圖6所示，其中IQ信號為抽取濾波前后的基帶信號，圖6中正弦曲線為FM解調輸出效果。

圖6 加FM信號抽取濾波和解調效果圖

■2.2 自動增益控制功能的實現

自動增益控制是針對幅度類模擬調制信號的解調而設計的，以AM解調為例驗證自動增益控制過程。施加調制率為50kHz的AM信號，執(zhí)行AGC過程如圖所示。如圖7所示，施加具有一定功率的AM信號的IQ信號，對于AM而言，調制信息全部保存在I路信號中，Q路數據為0。如圖所示，I_data_in[31:0]為I路信號，在AGC調整過程中，增益gain_forth[31:0]漸漸趨于穩(wěn)定，使得幅度輸出radius_out[31:0]漸漸趨近于穩(wěn)定值。

圖7 自動增益控制過程效果圖

3 結束語

本文根據ITU頻譜監(jiān)測相關建議，基于軟件無線電數字正交解調通用模型設計在FPGA中實現了模擬調制信號高效解調系統。應ITU建議的要求，該系統具備解調帶寬可靈活調整，可適應不同解調帶寬的模擬信號；并且幅度可自動增益控制，使得解調結果保持在一定幅度上，針對幅度類模擬調制信號可提供幅度穩(wěn)定的解調音頻輸出。