胡志杰，傅 強

（青島大學(xué)電氣工程學(xué)院，山東青島 266071）

當(dāng)今世界，人類各方面的發(fā)展步入了高速階段，能源供應(yīng)是人類發(fā)展至關(guān)重要的基礎(chǔ)[1]。傳統(tǒng)化石能源儲量有限，不能滿足人類社會可持續(xù)發(fā)展對能源的需求量，新型可再生能源的開發(fā)利用成為當(dāng)務(wù)之急[2]。太陽能是新能源中的典型代表，太陽能發(fā)電是太陽能應(yīng)用的主流途徑，其技術(shù)發(fā)展比較成熟[3]。光伏逆變器是太陽能發(fā)電裝置中的核心環(huán)節(jié)，它的性能影響著整個系統(tǒng)的安全性、可靠性[4]。

光伏電池板能量輸出極其不穩(wěn)定，其輸出電壓、電流變換范圍較寬。在光伏逆變器的發(fā)展初期，較為實用的單級全橋逆變器屬于Buck 型變換器，其輸出電壓較低。為提高其輸出電壓，將Boost 直流升壓變換器與全橋逆變器進行級聯(lián)，產(chǎn)生了常規(guī)的兩級式升壓逆變器，這能夠解決輸出電壓過低的問題。但這種逆變器的功率開關(guān)工作在高頻狀態(tài)，直流輸入側(cè)與輸出側(cè)的地端之間存在高頻共模電壓，而光伏電池板本身存在對地寄生電容，因此會形成漏電流[5]，降低了系統(tǒng)的效率和安全性。目前，比較有效的解決方案包括加入隔離變壓器、在直流側(cè)增加一個或者兩個功率開關(guān)管，形成H5和H6橋逆變器。但是加入隔離變壓器會降低系統(tǒng)發(fā)電效率，增大逆變器體積和成本。H5和H6橋逆變器只能降壓逆變，會導(dǎo)致電壓不足，于是產(chǎn)生了將Boost 變換器與H5、H6 橋級聯(lián)的兩級式逆變器，既有效抑制了漏電流，又提高了逆變器的輸入電壓，但這種方案電路內(nèi)的開關(guān)管均工作在高頻狀態(tài)，使系統(tǒng)的開關(guān)損耗增加[6-7]。

文中研究了一種無變壓器且能有效抑制漏電流的雙模式雙Buck 逆變拓?fù)?。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)既能實現(xiàn)升壓逆變功能，又能降低開關(guān)管的工作頻率，從而減小損耗，提高系統(tǒng)效率，并且不存在漏電流問題，可應(yīng)用于光伏、風(fēng)電新生能源發(fā)電系統(tǒng)。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作過程分析

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

所研究的無漏電流的高效雙模式雙Buck 逆變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示。

圖1 雙模式雙Buck逆變電路拓?fù)?/p>

該逆變拓?fù)洳捎脙杉壥浇Y(jié)構(gòu)，前級為DC-DC Boost 變換電路，后級為全橋雙Buck 逆變電路，輸出濾波采用LCL 濾波器[8]。該電路拓?fù)渚哂袃煞N工作狀態(tài)：1）前級不工作，通過旁路二極管D1為后級逆變電路直接供電；2）兩級均工作，此時前級升壓，開關(guān)管S0工作在高頻狀態(tài)，后級全橋雙Buck 電路相當(dāng)于周波變換器，開關(guān)管工作在工頻狀態(tài)[9-10]。

1.2 工作原理

所提出的無漏電流高效雙Buck 逆變拓?fù)鋵崿F(xiàn)了直流升壓與逆變功能。在一個開關(guān)周期內(nèi)，共有8種開關(guān)狀態(tài)。圖2所示為一個開關(guān)周期內(nèi)的開關(guān)時序。

圖2 系統(tǒng)一周期內(nèi)開關(guān)時序

以下對于兩級全橋雙Buck 逆變拓?fù)涞姆治鼍⒃诶硐肭闆r下，電感工作在電流斷續(xù)(DCM)模式。

系統(tǒng)正負(fù)半周期各有4 種開關(guān)狀態(tài)，兩組Buck單元分別在正負(fù)半周期內(nèi)為負(fù)載供電，前級視輸入電壓大小改變，負(fù)半周期與正半周期開關(guān)狀態(tài)類似，不再贅述。圖3 所示為正半周期的電路開關(guān)狀態(tài)。

開關(guān)狀態(tài)1：如圖3（a）所示，S1、SP導(dǎo)通，S0、S2、SN截止，光伏電池板直接向逆變器供電，同時為電容C2充電。逆變器工作在正半周期，S1處于高頻開關(guān)，SP半周期常開，穩(wěn)態(tài)時滿足以下關(guān)系：

開關(guān)狀態(tài)2：如圖3（b）所示，SP開通，S0、S1、S2、SN截止，逆變器通過D3續(xù)流，電感L2電流下降，穩(wěn)態(tài)時滿足以下關(guān)系：

圖3 電路的開關(guān)狀態(tài)

開關(guān)狀態(tài)3：如圖3（c）所示，S0、S1、SP導(dǎo)通，S2、SN截止，在此狀態(tài)下，前級Boost 的升壓電感充電，后級逆變電路由電容C2正向供電，穩(wěn)態(tài)時滿足以下關(guān)系：

開關(guān)狀態(tài)4：如圖3（d）所示，此時S1、SP導(dǎo)通，S0、S2、SN截止，光伏陣列經(jīng)Boost 變換器向全橋雙Buck逆變器供電，電容C2充電。S1、SP以50 Hz 的頻率開通關(guān)斷，穩(wěn)態(tài)時滿足以下關(guān)系：

通過一個周期內(nèi)的各個模態(tài)方程，加之對應(yīng)的模態(tài)時間，利用伏秒平衡原理可求得逆變器在單周期的狀態(tài)平均值，通過單周期內(nèi)的平均值和狀態(tài)平均值可得到電壓增益公式，如下：

其中，m為調(diào)制比，f為開關(guān)頻率。

所以該兩級式拓?fù)浼饶軐崿F(xiàn)升壓逆變功能，又不會產(chǎn)生對地漏電流，而且兩種工作模式的轉(zhuǎn)換減少了開關(guān)管的開關(guān)次數(shù)，使整個系統(tǒng)更加高效可靠。

2 控制策略與補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計準(zhǔn)則

文中對所提逆變拓?fù)涫褂脝螛O性SPWM 調(diào)制技術(shù)對開關(guān)管進行驅(qū)動[11-12]。單周期內(nèi)，開關(guān)管S0在光伏電池供電電壓不足時處于高頻開關(guān)狀態(tài)，即前級升壓電路工作，而光伏電池本身電壓足夠時，S0處于常關(guān)狀態(tài)；S1和S2工作狀態(tài)互補，分別對應(yīng)于工頻周期的正半周和負(fù)半周。前級工作時，兩開關(guān)分別在各自的半周期內(nèi)常開；前級不工作時，兩開關(guān)分別在各自的半周期內(nèi)高頻工作；SP與SN在一周期內(nèi)互補導(dǎo)通。采用電壓外環(huán)與電流內(nèi)環(huán)閉環(huán)控制[13-14]輸出電壓?？刂瓶驁D如圖4 所示，其中補償部分采用PID補償，圖5 所示為PID 補償算法電路圖。

圖5 PID補償算法電路圖

圖4 系統(tǒng)整體控制框圖

PID 補償?shù)暮瘮?shù)為：

由上述公式可得閉環(huán)補償存在兩個極點，分別為：

由上述公式可得閉環(huán)補償存在兩個零點，分別為：

設(shè)置開關(guān)頻率為40 kHz，PID 補償后的截至頻率為開關(guān)頻率的0.1 倍，期望相位裕度設(shè)為45°，期望幅值裕度設(shè)為10 dB，最大超前角為67°，可得：

將PID 補償中積分補償角速度設(shè)為100 rad/s，可得PID 補償函數(shù)如下：

其中，K為增益補償。

設(shè)圖5 中R2=10 kΩ，可由式（6）和式（10）求得其他參數(shù)。

3 仿真驗證

文中搭建了基于PSIM 仿真軟件的雙模式單相雙Buck 電路模型[15-16]。仿真各項參數(shù)如下：輸入電壓100 V，輸出電壓AC220V，輸入濾波電容100 μF,升壓電感30 μH，直流母線電容100 μF，輸出濾波電感1 mH，輸出濾波電容30 μF，負(fù)載為純阻性負(fù)載。各開關(guān)管驅(qū)動波形如圖6 所示，S0僅在需要升壓時高頻工作，S1、SP與S2、SN正負(fù)半周互補工作，在不需要升壓時高頻工作。仿真輸出電壓電流波形如圖7 所示，輸出電壓總諧波畸變率約為4%。直流母線電壓波形如圖8 所示。

圖8 直流母線電壓波形

圖6 開關(guān)管驅(qū)動波形

圖7 輸出電壓電流波形

4 結(jié)論

文中將雙模式控制策略應(yīng)用于小功率單相并網(wǎng)逆變器，并研究分析了電路的工作原理及電路元件的參數(shù)，通過仿真驗證了控制方案的正確性，得到了滿足要求的輸出波形，驗證了逆變拓?fù)涞目尚行?，同時滿足了光伏并網(wǎng)逆變器對升壓和逆變的要求。