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        非正交多址接入無線能量采集協(xié)作系統(tǒng)

        2021-05-17 08:00:26金小萍吳青翟文超包建榮
        電信科學(xué) 2021年4期
        關(guān)鍵詞:誤碼率時隙中繼

        金小萍,吳青,翟文超,包建榮

        (1. 中國計量大學(xué)信息工程學(xué)院,浙江省電磁波信息技術(shù)與計量檢測重點實驗室,浙江 杭州 310018;2. 杭州電子科技大學(xué)信息工程學(xué)院,浙江 杭州 310018 )

        1 引言

        多址接入(multiple access,MA)技術(shù)在無線通信的發(fā)展中起著重要的作用。在最近提出的MA技術(shù)中,非正交MA(non-orthogonal MA,NOMA)引起了人們極大的興趣[1]。NOMA 允許多個并發(fā)傳輸,通過控制發(fā)射功率(功率域NOMA)[2]或星座的稀疏編碼(稀疏碼多址接入(sparse co2e multiple access,SCMA))[3],使用戶在可用資源上獲得最大收益,同時最大限度地減少干擾。盡管NOMA 有一定的優(yōu)勢,但復(fù)雜的星座設(shè)計和檢測算法阻礙了NOMA 的適用性。為了解決這個問題,Althunibat 等[4]提出了另一種新穎的上行鏈路MA 技術(shù),稱為基于索引調(diào)制的 MA(in2ex mo2ulation base2 MA,IMMA)。IMMA 中的每個用戶都可以單獨選擇自己的時隙,而不需要任何中央管理或調(diào)度,時隙可以在兩個或多個用戶之間共享。因此,與OMA 和傳統(tǒng)功率域NOMA方案相比,在誤碼率(bit error rate, BER)和服務(wù)用戶數(shù)量方面顯示出優(yōu)異的性能。IMMA 的創(chuàng)新點是利用正交資源,例如時隙、頻率等構(gòu)建塊,作為索引星座圖,并對每個用戶使用索引調(diào)制(in2ex mo2ulation,IM)和MA 技術(shù)。在IMMA中,多個時隙被認(rèn)為是一個額外的星座圖,用來傳遞額外的數(shù)據(jù)位。具體來說,每個用戶發(fā)送一個數(shù)據(jù)位塊,其中一組數(shù)據(jù)位調(diào)制特定時隙。另一組比特進(jìn)行常規(guī)符號調(diào)制,并且在第一組比特確定的特定時隙上發(fā)送。在接收端,采用最大似然(maximum likelihoo2,ML)檢測算法來進(jìn)行解調(diào)。另外,IMMA 系統(tǒng)中多個用戶是同時傳輸各自消息的,相比TDMA,大大提高了系統(tǒng)的頻譜效率。繼IMMA 后,Mesleh 等[5]又提出了一種增強型 IMMA,稱為正交索引調(diào)制多址接入(qua2rature IMMA,QIMMA),允許每個用戶將調(diào)制符號的同相和正交部分分別在各自時隙中激活,并通過激活時隙傳輸數(shù)據(jù)。因此,相比IMMA,QIMMA 提高了用戶的頻譜效率,同時保留了IMMA 方案的固有優(yōu)勢,且接收端在檢測時,與IMMA 一致都要檢測調(diào)制符號的索引值,但時隙索引值的檢測,比IMMA 多一個維度。

        然而,目前研究的IMMA 或QIMMA 技術(shù)都基于集中式MIMO 系統(tǒng),不利于邊緣用戶的信息傳輸。而協(xié)作中繼利用網(wǎng)絡(luò)中的中繼或空閑節(jié)點,通過多用戶間的信息共享,形成虛擬的多輸入多輸出(multi-input multi-output,MIMO)而實現(xiàn)分集增益,以便對抗通信環(huán)境中的多徑衰落,擴(kuò)展通信距離和提高信息傳輸質(zhì)量,因此本文對QIMMA 系統(tǒng)引入了協(xié)作中繼的思想。但是協(xié)作系統(tǒng)中繼處需對大量用戶的信息進(jìn)行譯碼轉(zhuǎn)發(fā),存在能量消耗大的問題,一個有效的解決方案是SWIPT 技術(shù)[6],即將射頻(ra2io frequency,RF)信號同時用于傳遞能量和傳輸信息,該方法可以克服電池壽命有限的問題,已成為能量受限無線網(wǎng)絡(luò)中一種有吸引力的策略。使用SWIPT 技術(shù)的中繼將接收的信號一部分進(jìn)行能量采集,用于中繼將信息傳輸?shù)侥康亩?,另一部分進(jìn)行信息譯碼轉(zhuǎn)發(fā)。當(dāng)前,人們廣泛采用兩種不同的SWIPT 協(xié)議,即功率切割接收機(jī)(power-splitting receiver,PSR)和時間切割接收機(jī)(time-splitting receiver,TSR)。

        對此,本文研究了一種基于功率切割SWIPT協(xié)議下的QIMMA 技術(shù)在協(xié)作通信系統(tǒng)的應(yīng)用,記作QIMMA-SWIPT。QIMMA-SWIPT 系統(tǒng)的優(yōu)勢主要有3 點:一是與傳統(tǒng)NOMA 協(xié)作系統(tǒng)比較,可容納更多的用戶數(shù),并且相同用戶數(shù)下的誤碼率性能更好;二是相比傳統(tǒng)功率域NOMA,其實現(xiàn)復(fù)雜度有所降低,原因在于不需要使用連續(xù)干擾消除技術(shù)[7];三是在QIMMA 系統(tǒng)中,由于每個用戶激活的時隙存在碰撞,因此有一部分時隙是始終未激活的,這一方面造成了資源浪費,另一方面,當(dāng)碰撞概率很高時,多個用戶通過同一時隙傳輸,也增加了解調(diào)時的復(fù)雜度并且可能出現(xiàn)資源過載的情況,而SWIPT 可利用未激活的時隙進(jìn)行能量采集,可有效利用資源。最后對此系統(tǒng)性能進(jìn)行了詳細(xì)分析,并推導(dǎo)了理論上界。仿真結(jié)果表明,與最近研究比較多的SCMA-SWIPT和IMMA-SWIPT 相比,QIMMA-SWIPT 在頻譜效率和抗噪性能方面都有絕對的優(yōu)勢。另外,本文就功率分配因子和中繼位置對協(xié)作QIMMA-SWIPT 的性能影響也進(jìn)行了深入的分析。

        2 索引調(diào)制多址協(xié)作系統(tǒng)

        考慮一個雙跳多址協(xié)作系統(tǒng),其中所有用戶都配備單根天線,如圖1 所示。假設(shè)信源(S)和目標(biāo)(D)節(jié)點之間沒有直接連接,僅通過中繼(R)節(jié)點來進(jìn)行通信。中繼節(jié)點R 將從S 接收的數(shù)據(jù)譯碼后向D 轉(zhuǎn)發(fā)。假設(shè)S 擁有N個用戶和L個時隙,中繼節(jié)點配備一根接收天線和Nt根發(fā)射天線,D 配備Nr根接收天線,并在半雙工模式下工作。假設(shè)譯碼轉(zhuǎn)發(fā)(2eco2e-an2-forwar2,DF)中繼沒有外部電源,所需功率可通過能量采集(energy harvesting,EH)實現(xiàn),此外,假設(shè)在R的數(shù)據(jù)處理過程中所消耗的功率可以忽略不計。

        信源?中繼(S-R)和中繼?目的地(R-D)鏈路服從準(zhǔn)靜態(tài)獨立瑞利衰落信道。源和中繼之間的距離由d1表示,而中繼和目的地之間的距離由d2給出。每條鏈路的路徑損耗指數(shù)分別用ζ1和ζ2表示。假定信道衰落系數(shù)在一個塊傳輸時間(T)內(nèi)保持不變,但在一個塊到另一個塊之間獨立變化。

        圖1 QIMMA-SWIPT 系統(tǒng)框圖

        傳輸包括兩個階段,在第一階段中,源節(jié)點通過 S-R 鏈路向中繼發(fā)送信息。信源處采用QIMMA 方案,在該方案中,每個用戶發(fā)送一個lb(M1L2)位塊,其中,M1表示常規(guī)調(diào)制符號階數(shù)。圖1 中,輸入位被分成3 個部分:bM1、lbL和lbL;第一塊lbM1比特流被映射到一個傳統(tǒng)的星座符號:s=sRe+ j?sIm;其余兩塊lbL和lbL分別用于選擇時隙索引向量ei來傳輸星座符號的實部sRe,以及時隙索引向量ek來傳輸虛部sIm,其中,e i,ek∈RL,i,k∈ {1, …,L},分別表示單位矩陣IL的第i和k列向量。換句話說,它們分別用于激活特定時隙來傳輸所得的星座符號的實部sRe和虛部sIm。最后,通過把實部sRe?ei和虛部sIm?ek相加,得到一個發(fā)射空間向量X:

        在中繼端,第l個時隙接收到的信號可以表示為:

        基于式(4),由參考文獻(xiàn)[7]可知,第一階段在R處獲得的能量可以寫成:

        在第一階段完成后,在中繼端R 處,根據(jù)式(7)對接收的信號進(jìn)行解映射,之后進(jìn)行空間調(diào)制,并使用從式(5)采集的能量轉(zhuǎn)發(fā)調(diào)制后的信號。因此,第二階段在目的端D 處接收的信號表示為:

        其中,Λ2為最大似然搜索空間的所有可能性,共有M2Nt個候選值,M2為R-D 鏈路的調(diào)制階數(shù)。

        3 性能分析

        本文通過計算中繼節(jié)點和目標(biāo)節(jié)點的平均誤碼率來評估系統(tǒng)的總體性能。因此,提出的雙跳譯碼轉(zhuǎn)發(fā)中繼QIMMA 方案的總體誤碼率(即平均誤碼率)可以寫成:

        其中,Pb,i是i-th 鏈路的平均誤碼率,S-R 為第一鏈路,R-D 為第二鏈路,可以用聯(lián)合邊界技術(shù)得到。

        3.1 中繼端R 的平均誤碼率

        端到端 QIMMA 系統(tǒng)的誤碼率可以通過計算成對錯誤概率(pairwise error probability, PEP)表示。假設(shè)發(fā)送信號是X,由ML 檢測得到?X,則條件成對錯誤概率PE1P 可以推算為:

        3.2 目的端D 的平均誤碼率

        按照為第一個鏈路討論的類似分析步驟,第二個鏈路條件成對錯誤概率PE2P 可以表示如下:

        最后,目的端誤碼率可表示為:

        4 仿真結(jié)果與分析

        在仿真中,假設(shè)中繼端、目的端均確知信道狀態(tài)信息為瑞利衰落信道。若無說明,則Ps= 1,β= 1,ζ1=ζ2= 2。在同樣調(diào)制階數(shù)M1和時隙數(shù)L的前提下,SCMA-SWIPT、IMMA-SWIPT、QIMMA-SWIPT 三者的頻譜效率呈遞增的關(guān)系,見表3。

        表1 SCMA-SWIPT、IMMA-SWIPT、QIMMA-SWIPT 的頻譜效率對比

        假設(shè)L=4 ,N=2 ,d1=1 km,ρ=0.5,IMMA-SWIPT 和 QIMMA-SWIPT 方案在每個用戶的頻譜效率同為6 bit/(s·Hz)。根據(jù)表1,此時QIMMA-SWIPT 對應(yīng)的調(diào)制階數(shù)M=4 ,IMMA-SWIPT 對應(yīng)的調(diào)制階數(shù)M=16 。完美信道和非完美信道下的 QIMMA-SWIPT 、IMMA-SWIPT 的性能仿真如圖2 所示,從圖2 可見,QIMMA-SWIPT 方案誤碼率性能遠(yuǎn)優(yōu)于IMMA-SWIPT 系統(tǒng)的性能,比如在誤碼率為10?3時,QIMMA 比 IMMA 性能好約12 2B。這是因為 QIMMA 將傳輸符號分為實部和虛部兩部分,增加了lbL的頻譜效率,所以同樣的頻譜效率時,QIMMA-SWIPT 使用的調(diào)制方法的階數(shù)比 IMMA-SWIPT 要低很多,故抗噪性能更加優(yōu)越。從圖2 中還可以看出,非完美信道下,信道矩陣為=H+ΔH,其中,H為完美信道,ΔH為估計誤差,根據(jù)仿真結(jié)果可以看出,ΔH越大,系統(tǒng)性能也就越差,ΔH=0.2和ΔH=0.5 時,性能相差大約0.8 2B。另外,理論分析結(jié)果與蒙特卡羅模擬結(jié)果在中高信噪比范圍內(nèi)基本吻合。

        圖2 不同信道條件下頻譜效率為6 bit/(s.Hz)時QIMMASWIPT、IMMA-SWIPT 系統(tǒng)性能對比

        N=6,d1= 1km,ρ=0.5,L= 4,頻譜效率同為4 bit/(s·Hz)時,SCMA-SWIPT、IMMA-SWIPT和QIMMA-SWIPT 的誤碼率性能對比如圖3 所示。從圖3 可知,SCMA-SWIPT、IMMA-SWIPT和QIMMA-SWIPT 的誤碼率性能呈遞增的關(guān)系,比如在10?3誤碼率下,QIMMA-SWIPT 的性能相比 IMMA-SWIPT 和SCMA-SWIPT,分別達(dá)到將近9 2B 和16 2B 的信噪比增益。這是由于用戶數(shù)、時隙數(shù)相同,且頻譜效率都為4 bit/(s·Hz)時,根據(jù)表1 的計算式,SCMA-SWIPT 對應(yīng)的調(diào)制階數(shù)M=16,IMMA-SWIPT 的M=4,QIMMASWIPT 的M=1, QIMMA-SWIPT 的調(diào)制階數(shù)是最低的,因此抗噪性能也就是最好的。

        功率切割因子,即ρ對目的地誤碼率性能的影響如圖4 所示。假設(shè)L=N= 2,頻譜效率同為4 bit/(s·Hz)。分別討論了 SNR=20 2B 和SNR=30 2B 時ρ變化對誤碼性能的影響。從圖4可知,增加ρ的值會增加采集的能量,從而提高第二鏈路的性能。然而,在第一鏈路期間,中繼節(jié)點的接收信噪比隨著ρ值的增加而下降。因此,它對總體性能有兩個對比影響,這也就解釋了圖4 所示曲線的凹現(xiàn)象。然而,對于不同的SNR 值,存在可變化的最優(yōu)值,且ρ值對IMMA-SWIPT 和 QIMMA-SWIPT 兩個系統(tǒng)的影響是一致的。

        圖3 在每個用戶的頻譜效率為4 bit/(s·Hz),SCMA-SWIPT、IMMA-SWIPT 和QIMMA-SWIPT 方案的性能對比

        圖4 在QIMMA-SWIPT 和IMMA-SWIPT 改變功率分配因子對目的端平均誤碼率的影響

        圖5 對 QIMMA-SWIPT 和 IMMA-SWIPT兩大系統(tǒng),討論不同信源—中繼距離(即d1)對BER 的影響。假設(shè)L=N= 2,ρ=0.5,頻譜效率同為4 bit/(s·Hz)。從圖5 可見,隨著d1的增加,BER 總體性能變差,這是因為增加d1會導(dǎo)致中繼節(jié)點的信噪比減少,從而降低第一鏈路的性能;此外,增加d1會減少中繼處的采集能量,從而影響第二鏈路的性能;另外當(dāng)假定整體鏈路距離固定時,d1的增加會減小d2,目標(biāo)節(jié)點的信噪比雖會提高,但在雙跳系統(tǒng)中,第一鏈路性能占主導(dǎo)地位,所以總體性能還是下降。從圖5 還可明顯看出,當(dāng)增加 R-D 鏈路的天線由Nt=Nr= 2變?yōu)镹t=Nr= 4時,誤碼率性能在d1= 1km 后逐漸趨于一致,這是因為隨著d1的增加,第一鏈路的性能變差,第二鏈路即使通過增加天線提高分集增益,但還是改變不了性能變差的趨勢,這也再次證明在雙跳系統(tǒng)中,第一鏈路性能占主導(dǎo)地位的特點。另外圖5 的仿真結(jié)果也再一次驗證了QIMMA-SWIPT 系統(tǒng)在同樣頻譜效率下的性能比 IMMA-SWIPT 系統(tǒng)性能優(yōu)越。

        圖5 改變 1d 對QIMMA-SWIPT、IMMA-SWIPT 系統(tǒng)目的端的總體平均誤碼率的影響

        5 結(jié)束語

        在瑞利衰落信道上分析了利用能量采集譯碼轉(zhuǎn)發(fā)的 QIMMA 協(xié)作系統(tǒng)工作原理。與現(xiàn)有常規(guī)多址技術(shù)和SWIPT 相結(jié)合的系統(tǒng)在BER 性能方面進(jìn)行了對比分析,并將蒙特卡羅模擬結(jié)果與理論推導(dǎo)結(jié)論進(jìn)行了對比匹配。仿真結(jié)果表明,在相同的頻譜效率下,提出的QIMMA-SWIPT 方案比IMMA-SWIPT、SCMA-SWIPT 方案具有更好的抗噪性能。此外,還研究了功率切割因子和信源到中繼的距離對 BER 的影響。研究表明,在PSR 協(xié)議中,存在最佳功率切割因子,在該條件下可以實現(xiàn)最佳性能;而且隨著信源到中繼距離逐漸增大,系統(tǒng)的BER 值也逐漸增大。未來的工作將主要對同信道干擾、不完善的信道估計和功率分配對系統(tǒng)整體性能的影響研究。

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