謝俊偉 俞先鋒

(浙江水利水電學院 電氣工程學院,浙江 杭州310018)

根據(jù)文獻[1-2]介紹,近幾年,離網(wǎng)的自用光伏發(fā)電裝置開始普及,與蓄電池等儲能裝置結(jié)合則可具有很高的經(jīng)濟價值,在許多農(nóng)村地區(qū)開始使用。為了使電力電子裝置能在光伏發(fā)電裝置中得到更好應(yīng)用,即更好地適應(yīng)光伏直流發(fā)電電壓變化范圍較大的特點[3],本文設(shè)計一種寬電壓輸入逆變電源。為了能更安全實現(xiàn)裝置實驗,本文用15V/45W 低電壓小功率輸出、寬電壓輸入逆變電源設(shè)計樣機。該電源樣機主要由寬電壓輸入(10V 到32V)DC-DC 變換器和逆變器等組成,采用基于LT8705 為控制核心設(shè)計DC-DC 變換器,基于STM32 單片機為控制核心采用數(shù)字化SPWM 調(diào)制,并通過電壓電流雙閉環(huán)控制設(shè)計逆變器。

1 DC-DC 變換器設(shè)計

常見的基本DC-DC 變換器有Buck 電路、Zeta 電路等六種,能夠?qū)崿F(xiàn)升壓或降壓的功能,但是使用這些分立元件構(gòu)成的電路不僅可靠性低且需要一路單獨的控制器進行PWM 控制,硬件成本比較高。另外,輸入電壓在達到與輸出電壓22V 一致時存在過渡區(qū)間,使得軟件實現(xiàn)比較復雜。所以,采用內(nèi)部集成了Buck-Boost 電路的LT8705 芯片作為解決方案,它的各項參數(shù)和典型應(yīng)用電路如表1 以及圖1 所示,同時,內(nèi)置了雙閉環(huán)反饋控制使得輸出穩(wěn)定性大大提高,也免去了電路設(shè)計和編程的麻煩。

表1 LT8705 參數(shù)

根據(jù)文獻[4],使用時需要計算采樣電阻和濾波電感,采用電阻依據(jù)式(1)和(2)計算。

采樣電阻阻值要小于上述兩式計算所得的值,考慮到電氣元件的選擇要留有裕量,本次設(shè)計中采樣電阻阻值為7mΩ。

濾波電感依據(jù)式(3)計算。

圖1 LT8705 典型應(yīng)用電路

根據(jù)式(3)計算所得電感值為0.6μH,實際取10μH。

2 逆變器設(shè)計

2.1 設(shè)計方案

根據(jù)主電路拓撲結(jié)構(gòu)不同逆變器可以分為全橋逆變、半橋逆變、多電平逆變[5]等。如文獻[6][7]所述,半橋逆變器死區(qū)時間影響比較大,電源利用率低,不適用于低電壓場合,而單端式和推挽式逆變電路通常需要接變壓器,硬件成本高且復雜,通常應(yīng)用于大功率場合。多電平逆變需要用到大量電容器來換取輸出的精度,且控制算法復雜,如文獻[8]中采用基于時間窗的算法來提高控制精度。綜上所示,本次逆變器設(shè)計選擇全橋逆變電路。

2.2 逆變器控制設(shè)計

逆變器控制的目標是當負載出現(xiàn)變化或是直流電源側(cè)出現(xiàn)波動時,能夠迅速有效的將輸出電壓電流穩(wěn)定到目標值。工業(yè)上,采用單環(huán)PI 反饋控制最為常見,它能夠在系統(tǒng)穩(wěn)定的前提下實現(xiàn)輸出電壓的無靜差,消除負載擾動對穩(wěn)態(tài)輸出電壓的影響。但是,這種控制方式在逆變器接電動機負載或者是大電感負載時,電流響應(yīng)往往比較慢。鑒于此,本逆變器采用電壓電流雙閉環(huán)反饋控制。

電壓電流雙閉環(huán)反饋控制框圖如圖2 所示,外環(huán)為電壓環(huán),內(nèi)環(huán)為電流環(huán)。將輸出端的電壓有效值和給定電壓有效值比較后送入PI 調(diào)節(jié)器,其輸出作為內(nèi)環(huán)的給定值,將檢測到的負載電流有效值與內(nèi)環(huán)給定值比較后再經(jīng)過一個PI 控制器運算輸出送SPWM 調(diào)制器。

圖2 電壓電流雙閉環(huán)反饋

通常,在直流側(cè)電壓裕度足夠的前提下,輸出有效值大小和SPWM 的調(diào)制度成正比。因此,雙閉環(huán)控制器的輸出進行限幅后與開環(huán)狀態(tài)下標準輸出值所對應(yīng)的調(diào)制度相乘以達到調(diào)整輸出幅度的作用。

在Matlab2019b 中利用Simulink 對所選擇的逆變器設(shè)計方案進行仿真。首先進行主電路開環(huán)仿真,利用50Hz 正弦波和10kHz 三角波進行比較產(chǎn)生SPWM 調(diào)制波并通過非門生成兩路互補的SPWM 調(diào)制波輸入到開關(guān)管。參考實際元器件的參數(shù),將MOS 管仿真參數(shù)中的導通電阻設(shè)置為1e-6,其余為0。將輸出端濾波器截止頻率設(shè)置為1kHz,負載為6Ω。

仿真結(jié)果如表2 所示,輸出波形總諧波畸變比較低,說明濾波器能夠較好的濾除高頻諧波。另外,輸出電壓幅值接近于電源電壓,說明電源利用率比較高,如表2。

根據(jù)文獻[9],如圖3 所示的雙閉環(huán)控制仿真模型利用Memory 模塊和零階保持器來模擬單片機程序控制過程。在workspace 中,自動辨識逆變器的傳遞函數(shù),并根據(jù)手動設(shè)置的相位裕量和幅值裕量自動整定Z 域中PI 參數(shù)并編入分段增量式PI 控制器傳函來避免系統(tǒng)剛上電時的零初始狀態(tài)造成的誤判。

表2 仿真輸出波形數(shù)據(jù)

用示波器觀察采用雙閉環(huán)反饋后的輸出波形,如圖4 所示。從圖中可以看出仿真結(jié)果比較不理想,波形存在一定畸變和抖動,但是仿真與實際系統(tǒng)還是有較大的差距,比如說單片機在處理數(shù)據(jù)時采用定點計算而仿真中則采用浮點計算,實際元器件存在損耗和電磁場干擾等。需要在實際系統(tǒng)中進一步調(diào)試。

2.3 逆變器電路設(shè)計

全橋逆變電路設(shè)計如圖5 所示,開關(guān)管采用頻率較高,導通電阻較低的MOS 管IRF540?？紤]到MOS 管的門極和源極之間有二氧化硅絕緣層,會形成等效電容,使得開關(guān)信號脈沖容易擊穿開關(guān)管。因此,并聯(lián)一個10K 電阻起到緩沖作用,同時柵極端串接一個低值電阻(如10 歐姆),可以減輕寄生震蕩,如圖5。

驅(qū)動電路采用IR2104 驅(qū)動芯片,與IRF540 開關(guān)管是經(jīng)典組合,方案成熟,且自帶約300 納秒死區(qū)時間,無需軟件中再設(shè)置,可靠性高。

3 軟件設(shè)計

采用STM32 作為逆變器主控芯片,主要負責實現(xiàn)逆變器反饋控制算法,兩路互補SPWM 波的輸出以及人機交互的實現(xiàn)。程序運行流程如圖6 所示。

4 系統(tǒng)測試

根據(jù)前面的設(shè)計制作了樣機,將集成式Buck-Boost DC-DC直流變換器和全橋逆變器實際電路連接構(gòu)成樣機電路進行系統(tǒng)測試。

4.1 直流變換器測試

對直流變換器進行單獨測試,接不同大小的電阻負載并改變輸入電壓幅值,用萬用表測其輸出電壓幅值,部分結(jié)果如表3所示。從表中數(shù)據(jù)可以看出,當輸入電壓發(fā)生變化時其輸出可以保持基本不變,且其輸出功率能夠滿足設(shè)計要求,從而可以驗證該直流變換器可以很好地適應(yīng)光伏直流發(fā)電輸出電壓范圍變化較大的特點。

4.2 整體測試

將直流變換器和逆變器通過直流母線連接,并在母線上并聯(lián)一個100μF 電容進一步穩(wěn)定直流側(cè)電壓并減少紋波。逆變器輸出端接不同負載,用示波器觀察其波形。在負載較輕或開路情況下輸出波形比較完美,有輕微的交越失真現(xiàn)象,這是開關(guān)管存在死區(qū)時間導致的,可以通過縮小死區(qū)時間來改善。當負載加重時,輸出波形毛刺多,高頻諧波多,推斷是濾波器電感出現(xiàn)了磁飽和,導致部分高頻分量沒有被濾除,可通過更換電感磁芯來解決?？傮w來看,完成了逆變電源的基本要求,在負載較輕時能夠有效輸出質(zhì)量較好的正弦波電壓。

4.3 電源效率

逆變電源測試電源效率部分結(jié)果如表4 所示。

5 結(jié)論

圖3 雙閉環(huán)控制仿真模型

圖4 雙閉環(huán)控制下的輸出波形

圖5 主電路原理圖

圖6 程序流程圖

本文所設(shè)計的寬電壓輸入逆變電源主要由寬電壓輸入DCDC 變換器和逆變器等組成。樣機設(shè)計采用基于LT8705 為控制核心的寬電壓輸入集成Buck-Boost DC-DC 變換器,實現(xiàn)了輸入為10 到32v,輸出為22v 的直流穩(wěn)壓電源?；赟TM32 單片機為控制核心采用數(shù)字化SPWM 調(diào)制,并通過電壓電流雙閉環(huán)控制設(shè)計了全橋逆變器,逆變器輸出電壓幅值為21v,頻率為50Hz。在MATLAB 的Simulink 中對逆變器方案進行仿真測試,結(jié)果表明該逆變器控制方法有較好的可行性。對制作的逆變電源實物進行測試,前端DC-DC 變換器的性能較突出,電能轉(zhuǎn)換效率能夠達90%以上,直流母線紋波含量在20mv 以下,能很好地適應(yīng)光伏直流發(fā)電特點。后端逆變器在輕負載情況下輸出基本穩(wěn)定,經(jīng)測試電能轉(zhuǎn)換效率能保持90%以上,總諧波失真在負載合適的情況下能夠控制在10%以下。裝置整體電源效率在90%左右,說明該電源具有較好的性能。

表3 直流變換器帶負載測試結(jié)果

表4 電源效率測試效果