羅志春李 平王國達(dá)文玉梅

(上海交通大學(xué)電子信息與電氣工程學(xué)院，上海200240)

無線傳感網(wǎng)絡(luò)(Wireless Sensor Network，WSN)在數(shù)據(jù)收集、環(huán)境監(jiān)測(cè)、防范災(zāi)害、戰(zhàn)術(shù)監(jiān)視等應(yīng)用領(lǐng)域發(fā)揮巨大作用，但無線傳感器網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)在特定的工作環(huán)境下，如被嵌入到墻體中或者工作在土壤中，存在電池壽命有限且無法更換的問題。 利用壓電效應(yīng)將環(huán)境中的振動(dòng)能量轉(zhuǎn)換為電能，并收集儲(chǔ)存起來為無線傳感網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)供電，已被證實(shí)為一種可行的解決途徑[1]。 但是通常壓電換能器收集的能量較弱，這給電源管理電路提出較高的要求。

目前，國內(nèi)外關(guān)于壓電能量采集的電源管理電路已進(jìn)行了廣泛的研究。 標(biāo)準(zhǔn)能量采集電路[2](Standard Energy Harvesting，SEH)直接對(duì)壓電換能器輸出進(jìn)行全波整流，對(duì)儲(chǔ)能電容充電，由于電路阻抗網(wǎng)絡(luò)中缺少感抗部分，無法實(shí)現(xiàn)阻抗匹配，導(dǎo)致效率非常低。 在一些非線性能量采集電路中，如PSSHI[3-4]、S-SSHI[5]、SECE[6-7]、DSSH[8]等多種壓電能量采集電源管理電路及其衍生電路，引入了電感和同步開關(guān)，增加了電路中感抗部分，并提高了頻率，通過提高阻抗匹配程度來提高電路的轉(zhuǎn)換效率。

由于開關(guān)的引入，為了實(shí)現(xiàn)電路的最大功率輸出，需要一套控制電路對(duì)開關(guān)進(jìn)行準(zhǔn)確控制，必須解決控制電路自供電(Self-powered)的能量供給。 文獻(xiàn)[9-11]先對(duì)壓電換能器輸出進(jìn)行半波或全波整流給輔助電源充電，再給控制電路供電，但是對(duì)輔助電源的充電效率低，需要消耗大量能量才能驅(qū)動(dòng)控制電路工作；其次，將輔助電源的電壓水平控制在穩(wěn)定范圍內(nèi)，需要電平檢測(cè)模塊來防止輔助電源電壓過低或者過度充電，將產(chǎn)生額外的功耗。 文獻(xiàn)[7，12]將儲(chǔ)能負(fù)載同時(shí)作為控制電路輔助電源，但是在低輸入條件下需要經(jīng)過長(zhǎng)時(shí)間低效的冷啟動(dòng)過程。 文獻(xiàn)[13-14]將晶體管用作比較器或者開關(guān)，設(shè)計(jì)了多種無輔助電源自供電的電源管理電路，但是晶體管為電流驅(qū)動(dòng)型器件，而通常壓電換能器輸出功率較低、輸出電荷少，該控制電路會(huì)造成較高的損耗；其次，開關(guān)的斷開控制依賴于峰值檢測(cè)中電容的被動(dòng)放電，受輸入信號(hào)強(qiáng)弱影響，易降低電路的轉(zhuǎn)換效率。 因此，在壓電換能器輸出微弱時(shí)，現(xiàn)有的自供電控制電路存在以下問題:①控制電路功耗高、②輔助電源充電效率低、功耗大，導(dǎo)致電源管理電路的啟動(dòng)閾值功率高，啟動(dòng)速度慢，轉(zhuǎn)換效率低。

針對(duì)上述問題，本文提出了一種新型低功耗無輔助電源的自供電SECE 控制電路。 在壓電換能器輸出最大功率點(diǎn)附近給控制電路非常短時(shí)間的間歇性供電，大幅度降低了功耗和啟動(dòng)閾值，提高了啟動(dòng)速度和效率。 對(duì)電源管理電路進(jìn)行建模和理論分析，并搭建實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，驗(yàn)證了所提出電路在低輸入條件下的可行性和優(yōu)勢(shì)。

1 超低啟動(dòng)閾值自供電電源管理電路

1.1 壓電換能器能量采集原理

壓電換能器可等效為一個(gè)電流源iP與內(nèi)電容CP并聯(lián)的電路模型[7]，等效電流源iP如式(1)所示。 當(dāng)外界振動(dòng)的強(qiáng)度低、機(jī)電耦合系數(shù)低或者振動(dòng)頻率偏離換能器的諧振頻率時(shí)，都會(huì)導(dǎo)致壓電換能器的輸出降低，對(duì)電源管理電路而言，其輸入功率減弱。

通常壓電換能器輸出功率較低，需要將儲(chǔ)能大電容CS充電至一定電壓，儲(chǔ)存足夠的能量，才能驅(qū)動(dòng)無線傳感器網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)這類大負(fù)載間歇工作。 由于負(fù)載是一個(gè)大電容，SEH、P-SSHI、S-SSHI 等電路采集效率都比較低，而SECE 電路具有負(fù)載自適應(yīng)性[15]，且只需控制一個(gè)開關(guān)，在輸入很弱時(shí)，其功耗更低，效率更高。 本文提出了一種使用無輔助電源自供電控制電路的電源管理電路，包括SECE 主電路和低功耗無輔助電源的自供電控制電路兩個(gè)部分，如圖1 所示。

圖1 提出的無輔助電源自供電的電源管理電路

1.2 SECE 主電路原理

如圖2 所示，SECE 主電路由等效電流源iP、內(nèi)電容CP、4 個(gè)二極管D1～D4構(gòu)成的全橋整流器、開關(guān)S(由場(chǎng)效應(yīng)管N-MOS1 構(gòu)成)、電感L、續(xù)流二極管D5以及儲(chǔ)能電容CS組成，。 設(shè)t0～t3為開關(guān)的一個(gè)周期，根據(jù)開關(guān)S 的導(dǎo)通和關(guān)斷的狀態(tài)，可分為三個(gè)階段:壓電換能器電壓上升階段(t0～t1]、電感儲(chǔ)能階段(t1～t2]、電感放電階段(t2～t3]。

在t0

在t1

式中:VD為二極管導(dǎo)通壓降，Vr1(t)為環(huán)路等效電阻r1兩端的電壓。

在t2

式中:Vr2(t)為環(huán)路等效電阻r2兩端的電壓。

根據(jù)式(2)～式(4)以及電感、電容的電流與電壓的微分關(guān)系，可求解得，在t1

在t2

根據(jù)式(6)，可得一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)儲(chǔ)能電容CS充電壓差ΔVS為:

圖2 SECE 電路不同階段及其簡(jiǎn)化等效電路

由式(7)可知，儲(chǔ)能電容CS充電壓差ΔVS與開關(guān)斷開時(shí)(t2)電感電流大小IL(t2)成正比，因此控制開關(guān)在電感電流峰值點(diǎn)斷開，才能使得每個(gè)開關(guān)期內(nèi)管理電路能量提取效率最高。

將式(5)代入式(7)，則有:

由式(8)可知，ΔVS與開關(guān)閉合時(shí)(t1)壓電換能器輸出電壓大小VP(t1)正相關(guān)，故控制開關(guān)在VP峰值點(diǎn)導(dǎo)通，才能使得能量提取效率最高。

綜上所述，要得到SECE 電路的最大功率輸出，必須對(duì)主電路開關(guān)S 導(dǎo)通和關(guān)斷的時(shí)間點(diǎn)進(jìn)行準(zhǔn)確的控制。 如圖3 所示，在t1時(shí)刻，壓電換能器輸出電壓VP達(dá)到峰谷值點(diǎn)，控制脈沖信號(hào)Vctrl變?yōu)楦唠娖?，開關(guān)S 導(dǎo)通，電路進(jìn)入電感儲(chǔ)能階段，其中VOC為壓電換能器輸出開路電壓。 如圖4 所示，開關(guān)導(dǎo)通后，整流電壓Vrect即為電感兩端電壓VL。 由于電路產(chǎn)生LC振蕩，電感電流IL從零逐漸上升至最大值點(diǎn)，電感電壓VL逐漸下降至零點(diǎn)時(shí)(t2)，Vctrl變?yōu)榈碗娖剑_關(guān)S斷開，電路進(jìn)入電感放電階段。 在電感放電階段，電感對(duì)儲(chǔ)能電容充電，充電電流IS等于電感電流IL。

圖3 SECE 電路波形示意圖

圖4 SECE 電路波形局部圖

1.3 超低功耗自供電控制電路

在無外接電池或者其他外部供電的情況下，必須依靠低功耗自供電SECE 控制電路才能實(shí)現(xiàn)微弱能量高效轉(zhuǎn)換和儲(chǔ)存。

1.3.1 常規(guī)的自供電控制電路

如圖5 所示，使用輔助整流電源的自供電控制電路，將壓電換能器的輸出經(jīng)過整流對(duì)輔助電源(通常為1 μF 以上的電容CC)充電，當(dāng)輔助電源電壓Vsupply充電至控制電路的額定供電電壓(例如3.3 V/5.0 V)，控制電路才開始工作。

圖5 使用輔助電源的自供電控制策略

使用全波整流電路對(duì)電容CC充電可視為SEH電路，實(shí)驗(yàn)表明，當(dāng)內(nèi)電容為1.6 nF 的壓電換能器輸出21 Hz、9 V 電壓時(shí)，即使不考慮其他電路損耗，將1 μF 輔助電源電容充電至5 V，該充電過程也要持續(xù)約200 個(gè)周期，這表明使用輔助電源的自供電控制電路的啟動(dòng)速度慢，且對(duì)輔助電源充電效率ηSEH極低，僅為3.2%。 對(duì)輔助電源充電消耗大量電能，導(dǎo)致注入主電路的電能減少，儲(chǔ)能電容存儲(chǔ)的能量也大幅度降低。

1.3.2 提出的自供電控制電路

如圖1 所示，提出的自供電控制電路包括峰值點(diǎn)檢測(cè)電路(PKD)、脈沖寬度調(diào)節(jié)電路(PWM)兩個(gè)模塊，分別控制二極管D7和D8，對(duì)主電路開關(guān)N-MOS1 的輸入電容Ciss進(jìn)行充、放電操作，以控制主開關(guān)導(dǎo)通和斷開。 所有有源電路采用特殊供電方式，減低能量消耗，避免邏輯混亂。 將換能器輸出整流后間歇性地給控制電路供電，只需在最大功率點(diǎn)附近滿足供電需求，輸出控制脈沖，即可得到SECE電路的最大功率輸出。

①峰值點(diǎn)檢測(cè)電路

如圖1 所示，在峰值點(diǎn)檢測(cè)電路中，延時(shí)電路輸出VD與整流電壓Vrect作為比較器COMP1 的輸入，在壓電換能器輸出電壓VP上升過程中，VD低于Vrect，比較器輸出電壓VPKD為低電平；VP經(jīng)過峰值點(diǎn)后，VD高于Vrect時(shí)，VPKD為高電平，二極管D7導(dǎo)通，則電容Ciss可迅速充電至高電平，主電路開關(guān)NMOS1 隨即導(dǎo)通，輸出波形如圖6 所示。

整流電壓Vrect直接作為峰值點(diǎn)檢測(cè)電路的供電電壓，當(dāng)主電路開關(guān)導(dǎo)通后，VP、Vrect下降，而二極管D7保證了輸入電容Ciss不會(huì)反向放電，Vctrl保持在一定電壓水平，由于SECE 電路開關(guān)占空比極低、導(dǎo)通時(shí)間很短(<100 μs)，故可維持主電路開關(guān)NMOS1 的導(dǎo)通狀態(tài)。

圖6 自供電控制電路輸出波形

②脈沖寬度調(diào)節(jié)電路

由于電感電流IL的峰值點(diǎn)對(duì)應(yīng)電感兩端電壓VL的零點(diǎn)，故可利用過“零”比較電路實(shí)現(xiàn)電感電流峰值點(diǎn)檢測(cè)，從而控制主電路開關(guān)斷開，實(shí)現(xiàn)控制脈沖寬度調(diào)節(jié)。

開關(guān)閉合后電路振蕩頻率較高，為減少比較器的傳播延遲對(duì)電感電流峰值點(diǎn)檢測(cè)的準(zhǔn)確性造成的影響，在提出的自供電控制電路中，將整流電壓Vrect(≈VL，開關(guān)導(dǎo)通時(shí))和參考電壓VREF作為比較器COMP2 的輸入，實(shí)現(xiàn)延時(shí)補(bǔ)償，VREF可通過分壓電阻RREF調(diào)節(jié)，如圖1 所示。 在IL峰值點(diǎn)時(shí)刻，脈沖寬度調(diào)節(jié)電路輸出VPWM變?yōu)榈碗娖?，控制D8導(dǎo)通，電容Ciss通過R9迅速放電至低電平，主電路開關(guān)NMOS1 斷開，輸出波形如圖6 所示。

如圖1 所示，在主電路開關(guān)導(dǎo)通之前，Vrect高于VD，Vrect經(jīng)過二極管D9給脈沖寬度調(diào)節(jié)電路供電；當(dāng)主電路開關(guān)導(dǎo)通后，Vrect下降，VD高于Vrect，VD經(jīng)過二極管D10給脈沖寬度調(diào)節(jié)電路供電，這使得比較器COMP2 的電源電壓能夠維持一段時(shí)間(大于開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間即可)，使其能夠正常工作。

1.3.3 低功耗自供電電源和功耗分析

在弱輸入條件下，使用輔助電源的自供電控制策略，對(duì)輔助電源的充電效率極低，將造成很高的能量損耗，而提出的自供電控制電路直接由壓電換能器輸出間歇性供電，并避免了該充電過程的能量損耗，且供電時(shí)間短，大幅度降低了控制電路功耗。

為避免間歇性供電導(dǎo)致比較器COMP2 在失去供電進(jìn)而造成邏輯混亂的問題，在完成峰值點(diǎn)檢測(cè)之后，控制電路中唯一的小電容CD儲(chǔ)能的少量電能又作為脈沖寬度調(diào)節(jié)電路短暫的供電來源，實(shí)現(xiàn)了能量的二次利用。 二極管D10、電感L1和電阻R1起到隔離的作用，使得脈沖寬度調(diào)節(jié)電路和峰值點(diǎn)檢測(cè)電路正常工作、互不干擾。

每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，提出的自供電控制電路的平均功耗可以通過式(9)計(jì)算，其中VRS為控制電路前端的采樣電阻RS的電壓，T為壓電振動(dòng)周期。

在t0

提出的自供電控制電路中，無濾波電容作為輔助電源，間歇供電電壓Vrect長(zhǎng)時(shí)間處于低電壓水平，故其靜態(tài)功耗很低。 峰值點(diǎn)檢測(cè)電路和脈沖寬度調(diào)節(jié)電路在產(chǎn)生輸出邊沿后，它們會(huì)逐漸失去供電而自動(dòng)停止工作，這使得:①大幅度縮短了控制電路的動(dòng)態(tài)工作時(shí)間，大大降低了動(dòng)態(tài)功耗；②主開關(guān)控制信號(hào)由峰值點(diǎn)檢測(cè)電路和脈沖寬度調(diào)節(jié)電路的輸出邊沿控制，無需復(fù)雜的波形整形電路，減少了元器件的數(shù)量，既降低了靜態(tài)功耗，也降低了動(dòng)態(tài)功耗。

由式(10)可知，輸入電壓越低，控制電路的總功耗就越低。 而輸入功率越低，控制電路的功耗對(duì)整個(gè)電路效率的影響越大，故提出的電源管理電路在低輸入條件下，比其他自供電能量采集電路的效率更高，特別適用極低閾值壓電換能器高效能量采集和管理。

2 實(shí)驗(yàn)與驗(yàn)證

2.1 控制電路測(cè)試

對(duì)電源管理電路中無輔助電源自供電控制電路的工作特性進(jìn)行測(cè)試，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖7 所示，實(shí)驗(yàn)電路參數(shù)如表1 所示。 利用信號(hào)發(fā)生器Tektronix AFG3102C產(chǎn)生激勵(lì)信號(hào)，經(jīng)功率放大器SA-PA010 放大后驅(qū)動(dòng)激振器SA-JZ005T，作為壓電換能器的振動(dòng)源。

在振動(dòng)激勵(lì)頻率21 Hz，壓電換能器輸出開路電壓峰值9 V 時(shí)，控制電路的輸出Vctrl波形如圖8 所示，可見在輸入電壓達(dá)到峰谷值點(diǎn)后，控制信號(hào)Vctrl控制主電路開關(guān)導(dǎo)通，當(dāng)整流電壓(≈電感電壓)為零時(shí)，即電感電流最大時(shí)，開關(guān)斷開。 故提出的控制電路能夠在每個(gè)周期內(nèi)實(shí)現(xiàn)快速自啟動(dòng)，對(duì)主電路開關(guān)進(jìn)行精準(zhǔn)控制。

圖7 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

表1 實(shí)驗(yàn)電路參數(shù)

圖8 整流電壓以及控制脈沖波形

圖9展示了能量轉(zhuǎn)移的過程:在主電路開關(guān)導(dǎo)通的時(shí)間內(nèi)(t1

圖9 電感電壓與電感電流波形

圖10 電感電流與儲(chǔ)能電容充電電流波形

2.2 啟動(dòng)閾值與控制電路功耗測(cè)試

根據(jù)主開關(guān)導(dǎo)通時(shí)刻(t1)壓電換能器輸出電壓VP(t1)，可得SECE 電路輸入功率PIN[:7，9]

激勵(lì)頻率為21 Hz，當(dāng)換能器輸出電壓達(dá)到3.6 V 時(shí)，即可驅(qū)動(dòng)電路工作，此時(shí)VP(t1)為3.4 V，由式(11)可得啟動(dòng)閾值功率僅0.39 μW，低于使用輔助電源自供電SECE 電路啟動(dòng)閾值[7]的1/14，如表2所示。

表2 啟動(dòng)閾值功率比較

繼續(xù)增強(qiáng)振動(dòng)激勵(lì)水平，根據(jù)式(16)計(jì)算得到控制電路的總功耗與壓電換能器輸出開路峰值電壓的關(guān)系，如圖11 所示，輸入電壓越低，控制電路的總功耗就越低，最低為0.19 μW。

由5 V 輔助電源供電，控制電路產(chǎn)生的平均功耗約為0.82 μW，而在低輸入條件下，壓電換能器對(duì)輔助電源(如圖5 所示)充電效率ηSEH僅為3.2%，則總功耗高達(dá)25.63 μW，提出的自供電控制電路最低功耗為它的1/134。

圖11 提出的自供電控制電路功耗

2.3 充電效果測(cè)試

儲(chǔ)能電容的平均充電功率PStore為:

在壓電換能器輸出21 Hz、9 V 開路電壓時(shí)，分別使用提出的自供電SECE 電源管理電路、外部供電的SECE 電路以及標(biāo)準(zhǔn)能量采集電路對(duì)470 μF 儲(chǔ)能電容進(jìn)行充電，電壓波形如圖12 所示。 充電5 min 后，標(biāo)準(zhǔn)能量采集電路充電至0.661 V，平均充電功率0.34 μW；使用波形發(fā)生器產(chǎn)生控制脈沖，外部供電的SECE 電路充電至1.212 V，平均充電功率1.15 μW；而提出的電源管理電路可充電至1.010 V，平均充電功率0.80 μW。 提出的自供電SECE 電路充電功率達(dá)到外部供電的SECE 電路充電功率的70%，且比標(biāo)準(zhǔn)能量采集電路提高了133%。

圖12 充電電壓比較

根據(jù)圖12 和式(12)，可得提出的電路最大充電功率PStore，MAX為0.86 μW。 在此輸入條件下，VP(t1)為8.6 V，由式(11)可得輸入功率僅為2.49 μW，提出的電源管理電路的最大能量采集效率ηmax也能達(dá)到:

在很弱的輸入條件下，多種采集電路的效率均不高，但是提出的自供電電源管理電路較其他管理電路仍具有較大優(yōu)勢(shì)，且隨著輸入功率增加，效率還會(huì)進(jìn)一步提高。

3 結(jié)論

針對(duì)現(xiàn)有自供電電源管理電路在低輸入條件下，控制電路功耗大，輔助電源能耗高，導(dǎo)致啟動(dòng)閾值高，速度慢，效率低的問題，本文建模分析了SECE 電路特性，根據(jù)其最大輸出功率點(diǎn)的特點(diǎn)，提出了一種間歇性、短時(shí)間供電的自供電控制電路，通過大幅度降低電路的功耗，來降低啟動(dòng)閾值、提高電路在低輸入條件下的轉(zhuǎn)換效率和啟動(dòng)速度。 理論和實(shí)驗(yàn)表明，提出的SECE 電源管理電路，在每個(gè)周期內(nèi)都能夠?qū)崿F(xiàn)高效、快速自啟動(dòng)，在壓電換能器輸出21 Hz、3.6 V 電壓時(shí)，具有低至0.39 μW 的啟動(dòng)輸入功率閾值，低于常規(guī)使用輔助電源管理電路啟動(dòng)閾值的1/14；控制電路的功耗可低至0.19 μW，僅為使用輔助電源的控制電路總功耗的1/134。 提出的自供電控制電路原理，不僅可用于SECE 電路，還可為其他容性內(nèi)阻換能器的微弱能量采集和高效電源管理電路提供自供電控制方案。