王京 黃猛 馮上賢 陳寧寧

1.空調(diào)設備及系統(tǒng)運行節(jié)能國家重點實驗室 廣東珠海 5190702.珠海格力電器股份有限公司 廣東珠海 519070

1 引言

開關電源是典型的非線性控制系統(tǒng)，通過控制半導體開關器件的開通/關斷使電源設備進行能量傳輸[1]。開關電源中包含大量的非線性開關器件，這些開關器件在高頻工作過程中會產(chǎn)生豐富的高頻電磁騷擾[2,3]，對周邊控制系統(tǒng)和設備的正常工作帶來巨大影響。因此，在機理上對開關電源的EMI進行建模及抑制方法分析具有重要意義[4]。

本文針對常見的反激式開關電源電路進行研究，通過對電路拓撲進行分析，并根據(jù)EMI的產(chǎn)生、耦合、傳導機理進行建模，得出EMI抑制方法，并針對實際情況予以分析及實驗驗證，進一步驗證了本方法的有效性。

2 反激式開關電源EMI模型分析

2.1 反激式開關電源變壓器模型分析

騷擾電壓影響源主要為寄生電容所生成的共模及差模電流，這些都是通過開關電源高變化率的電位差所產(chǎn)生的[5]，圖1示意了寄生電容耦合路徑及形式，電流經(jīng)整流橋、變壓器初級、變壓器次級與輸出電纜間的寄生電容進行流動，進行騷擾電壓測試的過程中，這些騷擾電流流過LISN導電回路中的測量電阻，從而在騷擾電壓測試結果中體現(xiàn)出來。

其中最主要的騷擾電流是通過變壓器的初、次級間的內(nèi)部寄生電容所產(chǎn)生的，在圖中顯示為Cw1、Cw2、Cw3、Cw4、Cw5、Cw6。這主要是由于變壓器內(nèi)大面積銅線方向是相反緊密繞制的，繞線匝間會產(chǎn)生一定的寄生電容。例如在開關管Q1工作過程中，由于變壓器匝間寄生電容的存在，初級電壓的變化會產(chǎn)生一個騷擾電流ip，如公式（1）所示：

圖1 反激式開關電源中電容耦合路徑示意

其中：Cw1、Cw2—變壓器等效寄生電容（F）；U1—開關管漏源電壓（V）。

因為變壓器中的電壓極性變化快速且具有顯著差異，所以其產(chǎn)生的騷擾電流大小、方向及路徑也各不相同，各騷擾電流之間相互耦合、相互作用[6]。依此特性設計變壓器，可以從騷擾電流的互相抑制角度降低EMI釋放。經(jīng)調(diào)整變壓器中的線圈結構或者外接抑制電磁干擾用電容器的方式改變原有寄生電容結構參數(shù)，控制寄生電容騷擾電流耦合路徑。這些寄生產(chǎn)生的騷擾電流的幅度比變壓器工作電流要小很多，因此EMI的控制與改變能夠在不影響變壓器其他電氣參數(shù)的情況下來達到[7]。

圖2示意了變壓器寄生電容結構，初級繞組與次級地線之間寄生電容—C12m，輔助繞組與次級地線之間寄生電容—Ca2m，補償繞組與次級地線之間寄生電容—Ck2m，次級繞組與初級地線間寄生電容—C21m，初級地線與次地線之間寄生電容—C2m21m。由此，將圖2做進一步簡化，可得到圖3的變壓器簡化模型。

圖2 變壓器寄生電容示意

圖3 變壓器初次級簡化模型

定義變壓器初級地線與次級地線之間的寄生騷擾電壓為UCM，初級地線與次級地線之間的等效總寄生電容為C12tot，初級地線與次級地線寄生總電容產(chǎn)生的電荷量為ΔQ，UCM可通過公式（2）表達：

可得公式（3）：

對上述兩個公式進行分析，通過增大初級和次級之間的外部電容CY的容值，C12tot會隨之增大，初級地線與次級地線之間產(chǎn)生出的騷擾電壓將隨之減小，反之UCM將增大。

2.2 開關電源騷擾電壓測試模型及驗證

圖4中ILI即LISN中檢測電阻上的電流，C1mL、C1mN、CD即整流橋二極管的等效寄生電容，RmL與RmN構成了LISN內(nèi)的檢測阻抗，C12tot即變壓器等效寄生電容，Uc即變壓器的騷擾電壓，Ud為相對大地的等效電壓。

圖4 騷擾電壓測試模型

在整流二極管不導通狀態(tài)下，LISN檢測到的騷擾電流IL1如下述公式（4）：

在整流二極管導通的狀態(tài)下，LISN檢測到的騷擾電流IL1如下述公式（5）：

通過公式（4）、（5）能夠分析出變壓器寄生電容產(chǎn)生的騷擾電壓對LISN接收到的騷擾電流起到?jīng)Q定性作用。

為進一步分析變壓器寄生電容參數(shù)與騷擾電壓的關系，在仿真軟件中對變壓器的寄生電容值進行設置，并對騷擾電壓進行傅里葉變換分析，騷擾電壓仿真電路模型如圖5所示。

圖5 騷擾電壓測試仿真電路模型

圖6為C12tot在100 pF狀態(tài)下LISN檢測到的騷擾電壓，圖7為圖6騷擾電壓的傅里葉變換波形。

圖6 C12tot=100 pF狀態(tài)下LISN接收到的騷擾電壓波形

圖7 C12tot=100 pF狀態(tài)下LISN接收到騷擾電壓的傅里葉變換

圖8為C12tot為10 pF狀態(tài)下LISN檢測到的騷擾電壓，圖9為圖8騷擾電壓的傅里葉變換波形。

圖8 C12tot=10 pF狀態(tài)下LISN接收到的騷擾電壓波形

圖9 C12tot=10 pF狀態(tài)下 接收到騷擾電壓的傅里葉變換

經(jīng)圖6與圖8對比得出C12tot值的變化對LISN接收到的騷擾電壓會產(chǎn)生影響，振蕩波形出現(xiàn)顯著變化，由圖7與圖9的傅里葉變換波形能夠進一步確認該結論。

為驗證公式（2）及公式（3）中CY與UCM的關系，在仿真軟件中對圖5電路模型進行更改，在變壓器的初、次級之間增加電容C9，對變壓器的寄生電容進行原理上的補償，并對騷擾電壓進行傅里葉變換分析，騷擾電壓仿真電路模型如圖10所示。

圖10 變壓器初次級間增加100 pF電容的測試電路模型

圖11為變壓器初、次級之間增加100 pF電容C9后LISN接收到的騷擾電壓波形，圖12為圖11騷擾電壓的傅里葉變換波形。

圖11 變壓器初次級間增加100 pF電容 LISN接收到的騷擾電壓

圖12 變壓器初次級間增加100 pF電容LISN接收到騷擾電壓的傅里葉變換

經(jīng)圖6與圖11對比得出變壓器初、次級之間增加電容C9對LISN接收到的騷擾電壓會產(chǎn)生影響，振蕩波形出現(xiàn)顯著變化，由圖7與圖12的傅里葉變換波形能夠進一步確認該結論。

經(jīng)仿真驗證，變壓器寄生電容C12tot的大小對反激式開關電源的騷擾電壓具有重要影響，可以通過改變變壓器原有寄生電容的大小來改善EMI效果。也可以通過在變壓器初次級之間增加電容的方式改變原有寄生電容的耦合路徑，減小整體寄生電容的方式對EMI效果進行改善。

3 干擾的抑制與驗證

根據(jù)提出的反激式開關電源EMI模型以及對EMI的抑制方法，使用一款反激式開關電源控制器進行對比測試驗證，電源實物如圖13所示。在3米法半電波暗室對該電源進行EMI測試，測試數(shù)據(jù)超標嚴重，測試數(shù)據(jù)如圖14所示?；诒疚奶岢龅腅MI模型進行分析，通過對騷擾源進行定位，對變壓裝置寄生電容參數(shù)進行計算，對變壓裝置初次級耦合及傳導路徑進行分析，得出抑制方法。通過在變壓裝置初次級之間增加1 nF的電容，可以為騷擾源構造新的回流路徑，并對原變壓器寄生電容進行補償，減小變壓器整體耦合電容，整體起到了良好的EMI抑制效果。EMI模型分析如圖15所示，按照上述EMI抑制方法進行抑制，測試數(shù)據(jù)合格，測試數(shù)據(jù)如圖16所示。

圖13 反激式開關電源實物

圖14 反激式開關電源EMI測試波形

圖15 EMI模型分析

圖16 反激式開關電源EMI測試波形（抑制后）

4 結論

綜上所述，反激式開關電源變壓器中的寄生電容對EMI影響巨大，通過減小變壓器總寄生電容值可以對EMI效果進行有效改善。由于變壓器原始寄生電容隨著變壓器的成型已為確定狀態(tài)，因此在應用層面上通過在變壓器初次級間增加電容的處理方式，額外增加的電容可以為騷擾信號提供新的回流路徑，對變壓器的固有寄生電容起到補償作用，從而改善開關電源的EMI表現(xiàn)效果。本研究最后使用典型的反激式開關電源實物對所提出的模型及EMI抑制方法進行分析及測試驗證，數(shù)據(jù)表明，達到了理想的EMI抑制效果。由于電路的寄生參數(shù)在實際應用中差異較大，且隨著頻率的提升，寄生器件的性質與參數(shù)也會隨之變化，增加了分析的不確定性，因此，在實際的應用中還需要依據(jù)實驗數(shù)據(jù)做更全面的分析。