基于移相全橋的兩級(jí)式交錯(cuò)并聯(lián)DC/DC拓?fù)溲芯?/h1>
2021-04-02 00:48:54張若思蘇子云
電源技術(shù) 2021年3期
王 鶴， 褚 淵， 黃 堃， 張若思， 蘇子云
(1.國(guó)網(wǎng)(北京)綜合能源規(guī)劃設(shè)計(jì)研究院有限公司，北京100052；2.國(guó)網(wǎng)電力科學(xué)研究院有限公司，江蘇南京211106)
電動(dòng)汽車以環(huán)保、節(jié)能的優(yōu)點(diǎn)得到了廣泛研究和快速發(fā)展，其中電動(dòng)汽車充電器是電動(dòng)汽車研究與開(kāi)發(fā)的重要組成部分[1]。如何實(shí)現(xiàn)電動(dòng)汽車的快速、安全、高效充電是當(dāng)前研究的熱點(diǎn)問(wèn)題。移相全橋DC/DC 變換器可實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)和大功率能量轉(zhuǎn)換，適用于電動(dòng)汽車充電領(lǐng)域[2]。本文設(shè)計(jì)的5 kW 兩級(jí)式移相全橋DC/DC 變換器采用交錯(cuò)并聯(lián)控制，可以減小變換器輸出電壓的脈動(dòng)，減少變換器的體積和質(zhì)量。
1 工作原理
1.1 兩級(jí)式DC/DC 變換器的組成
圖1 兩級(jí)式交錯(cuò)DC/DC 變換器
兩級(jí)式DC/DC 變換器由移相全橋電路和降壓電路組成，其結(jié)構(gòu)框圖如圖1 所示。前級(jí)采用的是移相全橋電路，移相全橋占空比為0.5，變壓器電壓比為1∶1.2。在本文的兩極式DC/DC 變換器中，移相全橋電路輸出的直流電壓為降壓電路的輸入電壓，后級(jí)降壓電路為閉環(huán)控制，通過(guò)調(diào)整降壓電路的占空比，可以使輸入電壓發(fā)生變化時(shí)輸出電壓保持穩(wěn)定。本系統(tǒng)采用兩路參數(shù)相同的兩級(jí)式DC/DC 變換器進(jìn)行交錯(cuò)并聯(lián)控制來(lái)減小電流紋波，提高工作效率。
1.2 移相全橋電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)常用于滿足高壓、大功率，并且輸入和輸出在電氣上實(shí)現(xiàn)完全的隔離。移相全橋變換器不同于普通全橋的是將諧振電容并聯(lián)于各個(gè)功率管之上。如上所述，電容C1至C4分別為功率管Q1至Q4上并聯(lián)的諧振電容，其中C1=C2，C3=C4，Lr為諧振電感。諧振電容在功率管斷開(kāi)時(shí)使開(kāi)關(guān)電壓由零升高，從而軟開(kāi)關(guān)得以實(shí)現(xiàn)，大幅度減小了開(kāi)關(guān)損耗。功率管開(kāi)通后，電容C1至C4與諧振電感Lr發(fā)生諧振，此時(shí)功率管電壓為0 V，即零電壓開(kāi)通，降低開(kāi)關(guān)損耗。
另一方面，前級(jí)的兩路參數(shù)相同的移相全橋電路由于采用了交錯(cuò)并聯(lián)拓?fù)洌蕛陕返妮斎腚妷合嗤?，設(shè)計(jì)第二路的驅(qū)動(dòng)電壓相位滯后于第一路90°，輸出經(jīng)過(guò)濾波電感再連接到后級(jí)變換器。后級(jí)的兩路交錯(cuò)并聯(lián)Buck 中第二路的驅(qū)動(dòng)電壓滯后于第一路180°。
如圖2 所示，移相全橋在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)有16 種模式。由于移相全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有對(duì)稱性，本文只需對(duì)周期的前半部分進(jìn)行分析。
圖2 移相全橋電路的模態(tài)分析
在模式1(t0～ t1)中，開(kāi)通功率管為Q1和Q4，變壓器的一次電壓UAB等于輸入電壓Uin，二次輸出電感L 和輸出電壓耦合到一次側(cè)。
在模式2(t1～ t2)中，功率管Q1在時(shí)間t1時(shí)實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS)關(guān)斷，此時(shí)初級(jí)電流流過(guò)電容Cs1和Cs2。直到t2時(shí)刻，變壓器的一次電壓降至0。在變壓器二次側(cè)大電感的影響下，一次電流基本不變。
在模式3(t2～ t3)中，當(dāng)t2時(shí)刻二極管Ds2導(dǎo)通時(shí)，初級(jí)繞組中電流的變化率如下：
式中：dIp/dt 為原邊電流變化率；Uo為輸出電壓；Lik為變壓器原邊電感；Lo為降壓電路電感；n 為變壓器匝比。
在模式4(t3～ t4)中，在t3時(shí)刻，功率管Q4實(shí)現(xiàn)ZVS 關(guān)閉。在t4時(shí)刻，變壓器一次側(cè)電壓UAB逐漸下降到-Uin。二次側(cè)二極管D2、D3是受負(fù)壓導(dǎo)通的，但二極管D1、D4不能立即關(guān)斷，所以變壓器二次繞組短路。
在模式5(t4～ t5)中，在t4時(shí)刻Ds3導(dǎo)通，變壓器的一次電流如下：
在模式6(t5～ t6)中，t5時(shí)刻，次側(cè)電流反向增加，輸出電流逐漸減小，變壓器再次在兩側(cè)耦合。
2 變換器建模及控制器的設(shè)計(jì)
2.1 變換器的小信號(hào)建模
建模之前，首先對(duì)所研究的變換器進(jìn)行如下假設(shè)：(1)所有器件都是理想器件；(2)所加擾動(dòng)全都是小信號(hào)擾動(dòng)；(3)濾波器的轉(zhuǎn)折頻率設(shè)置為遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于變換器的開(kāi)關(guān)頻率。前級(jí)變換器等效電路如圖3 所示。
圖3 前級(jí)變換器等效電路
將變換器應(yīng)用的基波分量進(jìn)行近似替代，獲得原邊逆變橋中點(diǎn)電壓VAB的基波分量：
式中：Vin為輸入電壓。
逆變橋輸出電流IQ的基波分量：
逆變橋的輸入功率和輸出功率滿足能量守恒定律，故可推算出原邊輸入電流平均值為：
變壓器原邊電壓以及原邊電流分別為：
式中：Vo為輸出電壓。
相同方法下，可以推算出經(jīng)過(guò)整流橋后的輸出電流平均值為：
故可得逆變橋輸入電流、輸出電壓，以及整流橋輸入電壓、輸出電流的穩(wěn)態(tài)表達(dá)式，施加一小擾動(dòng)，不考慮二階擾動(dòng)項(xiàng)，使：
式中：ωs為開(kāi)關(guān)角頻率；Lm為勵(lì)磁電感；Lr為諧振電感；Cr為諧振電容；Ip為變壓器原邊電流。
則逆變橋輸入電流、輸出電壓，整流橋輸入電壓、輸出電流小信號(hào)表達(dá)式如下：
據(jù)此可得到逆變橋和整流橋的小信號(hào)模型如圖4 所示。
圖4 小信號(hào)模型
2.2 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略
降壓電路的輸出電壓根據(jù)功率管占空比的變化而變化。兩級(jí)DC/DC 變換器的控制策略如圖5 所示。圖中：Udc為輸出直流電壓；Ibat為輸出電流；Udc*為參考電壓；Ibat*為參考電流。直流電壓環(huán)作為外環(huán)。Udc*和Udc之間的差作為直流電壓外環(huán)中PI 控制器的輸入。Ibat*和Ibat之間的誤差作為電流環(huán)中PI控制器的輸入。當(dāng)輸入電壓增大時(shí)，降壓電路中功率管的占空比減小，輸出電壓減??；反之，當(dāng)輸入電壓減小時(shí)，占空比增大，輸出電壓增大。
圖5 兩級(jí)交錯(cuò)式DC/DC 變換器的控制電路
2.3 交錯(cuò)并聯(lián)控制技術(shù)
交錯(cuò)并聯(lián)控制技術(shù)，即在相同調(diào)制波下，當(dāng)變換器2 的載波滯后于變換器1 的載波180°時(shí)，變換器2 的驅(qū)動(dòng)脈沖將滯后于變換器1 半個(gè)開(kāi)關(guān)周期，兩處脈沖的占空比大小相同。
總輸出電流是變換器1 和變換器2 的輸出電流之和。由于變換器2 的驅(qū)動(dòng)脈沖滯后于變換器1 的半開(kāi)關(guān)周期，因此變換器2 的輸出電流紋波滯后于變換器1 的輸出電流紋波。當(dāng)變換器1 的輸出電流上升時(shí)，變換器2 的部分輸出電流處于下降階段?？傠娏骷y波可以抵消彼此的一部分；當(dāng)占空比為0.5 時(shí)，變換器1 與變換器2 的電流紋波相反，能夠完全抵消。
圖6 中顯示了交錯(cuò)并聯(lián)電路的關(guān)鍵波形。從i1、i2所得到的io波形可以看出電容器的波紋電流頻率增加。
圖6 交錯(cuò)控制方法示意圖
采用交錯(cuò)并聯(lián)主要有3 個(gè)優(yōu)勢(shì)：(1)減少輸出電流波紋，降低濾波器電容器的容值；(2)使輸入電流的波紋頻率加倍，提高等效開(kāi)關(guān)頻率，減少儲(chǔ)能電感器的體積；(3)有效地提高了逆變器的穩(wěn)定性和系統(tǒng)的冗余度。
在本文中，兩路移相全橋的驅(qū)動(dòng)脈沖占空比為0.5，而第二路移相全橋的驅(qū)動(dòng)脈沖滯后于第一路移相全橋的驅(qū)動(dòng)脈沖90°。在降壓電路中，兩個(gè)功率管的占空比相同，而第二路的驅(qū)動(dòng)脈沖相位滯后于第一路180°。降壓電路的輸出電流是波動(dòng)的。當(dāng)?shù)谝宦方祲弘娐返妮敵鲭娏魃仙龝r(shí)，第二路降壓電路的輸出電流控制在下降階段，從而實(shí)現(xiàn)了減小電流紋波的目的。
3 仿真結(jié)果
兩級(jí)式變換器由隔離的移相全橋變換器和非隔離的Buck 變換器構(gòu)成，移相全橋變換器僅起電氣隔離和電壓匹配作用，Buck 變換器可通過(guò)改變占空比調(diào)節(jié)輸出電壓，該控制方案可以將兩部分分別優(yōu)化設(shè)計(jì)，同時(shí)兩級(jí)式的結(jié)構(gòu)也更適用于大變比變換的場(chǎng)合。基于Matlab/Simulink 軟件環(huán)境進(jìn)行建模仿真，將輸入電壓設(shè)為750 V，輸出電壓設(shè)為400 V，諧振電感13 μH，諧振電容320 pF，變壓器變比1∶1.2，輸出負(fù)載100 Ω。
變壓器一次繞組和二次繞組的電壓如圖7 所示，降壓電路中開(kāi)關(guān)的輸出電壓、輸出電流和占空比如圖8 所示。
4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
為了驗(yàn)證分析和理論的正確性，設(shè)計(jì)了一臺(tái)5 kW 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：Pmax=5 kW；Ubus為550～700 V；Udc為250～550 V；Lr=13.8 μH；電流環(huán)PI 參數(shù)設(shè)置為P=0.5，I=25；電壓環(huán)PI 參數(shù)設(shè)置為P=1，I=25。
圖8 仿真中的輸出電流、輸出電壓和占空比
4.1 交錯(cuò)并聯(lián)變換器關(guān)鍵實(shí)驗(yàn)波形
以功率管Q4為例，兩路移相全橋功率管的驅(qū)動(dòng)電壓波形如圖9 所示，占空比為0.5，功率管Q4’的驅(qū)動(dòng)波形相位比功率管Q4滯后90°。
圖9 Q4和Q4’的驅(qū)動(dòng)電壓波形
功率管Q4的Ugs和Uds波形如圖10 所示。由實(shí)驗(yàn)波形可以看出，在功率管導(dǎo)通之前電壓已經(jīng)降到0。電流流經(jīng)反并聯(lián)二極管，即為零電壓開(kāi)關(guān)。
圖10 Q4的Ugs和Uds波形
后級(jí)的兩路降壓電路中功率管的驅(qū)動(dòng)波形如圖11 所示，占空比D=0.97，第二路功率管的驅(qū)動(dòng)波形相位滯后于第一路功率管180°。交錯(cuò)并聯(lián)變換器前級(jí)波形和后級(jí)波形分別如圖12、圖13 所示。
圖11 交錯(cuò)并聯(lián)降壓器驅(qū)動(dòng)電壓波形
圖12 交錯(cuò)并聯(lián)變換器前級(jí)波形
圖13 交錯(cuò)并聯(lián)變換器后級(jí)波形
系統(tǒng)達(dá)到滿負(fù)荷運(yùn)行時(shí)，輸出電壓是500 V，輸出電流是10.6 A，穩(wěn)態(tài)輸出電壓如圖14 所示。
圖14 滿載時(shí)的輸出電壓波形
電流紋波情況如圖15 所示。圖15(a)為交錯(cuò)并聯(lián)前兩路降壓電路的輸出電流，此時(shí)電流紋波為2 A；圖15(b)為兩路交錯(cuò)并聯(lián)后的總輸出電流，此時(shí)輸出電流紋波減小到1 A。
圖15 滿載時(shí)的輸出電流波形
4.2 負(fù)載階躍響應(yīng)波形
通過(guò)動(dòng)態(tài)突加突卸負(fù)載實(shí)驗(yàn)來(lái)驗(yàn)證本文建立的小信號(hào)模型及補(bǔ)償器是否準(zhǔn)確，以及測(cè)試整個(gè)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。
突增負(fù)載和突卸負(fù)載的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如下。圖16(a)為半載切換至滿載的波形，圖16(b)為從滿載切換至半載的波形。在控制過(guò)程中，最大調(diào)整時(shí)間為200 ms。
通過(guò)動(dòng)態(tài)突加突卸負(fù)載實(shí)驗(yàn)的波形，發(fā)現(xiàn)額定輸入電壓下，突加突卸負(fù)載，輸出電壓幾乎沒(méi)有變化，由此可以證明控制器參數(shù)設(shè)計(jì)的合理性，即在額定輸入電壓下能夠滿足整個(gè)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能指標(biāo)需求。
4.3 效率曲線
可以從效率來(lái)判斷性能的好壞，故本文在額定輸入電壓以及不同負(fù)載下測(cè)試了變換器的效率。在1、2、3、4、5 kW 的不同功率水平下，效率分別為93.5%、94.2%、95%、95.8%、94%。由此可以看出，本文所研究的兩級(jí)式變換器在不同負(fù)載情況下的效率均能保持在95%左右，證明了參數(shù)設(shè)計(jì)方法的合理性。
5 結(jié)論
本文提出了并聯(lián)型DC/DC 全橋與降壓型變換器拓?fù)湎嘟Y(jié)合的控制策略，利用移相全橋控制技術(shù)和交錯(cuò)并聯(lián)控制技術(shù)，降低了原副邊電流紋波，并結(jié)合軟開(kāi)關(guān)設(shè)計(jì)技術(shù)，提高系統(tǒng)效率。同時(shí)，變換器級(jí)聯(lián)系統(tǒng)在電壓增益優(yōu)化分配條件下，實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)的高頻磁隔離功能。設(shè)計(jì)了一臺(tái)5 kW 的變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，其前級(jí)通過(guò)開(kāi)環(huán)控制、移相全橋占空比為0.5的移相控制實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)；后級(jí)閉環(huán)控制的降壓電路是將直流電壓環(huán)作為外環(huán)、輸出電流環(huán)作為內(nèi)環(huán)的雙PI 控制的控制策略，通過(guò)調(diào)節(jié)占空比，可以改變輸出電壓。通過(guò)Matlab/Simulink 對(duì)原理及控制策略進(jìn)行了仿真分析，并研制實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證了軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現(xiàn)及采用交錯(cuò)并聯(lián)控制可以減小變換器輸出電壓的脈沖，減少變換器的體積和質(zhì)量。
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1 工作原理
1.1 兩級(jí)式DC/DC 變換器的組成
圖1 兩級(jí)式交錯(cuò)DC/DC 變換器
兩級(jí)式DC/DC 變換器由移相全橋電路和降壓電路組成，其結(jié)構(gòu)框圖如圖1 所示。前級(jí)采用的是移相全橋電路，移相全橋占空比為0.5，變壓器電壓比為1∶1.2。在本文的兩極式DC/DC 變換器中，移相全橋電路輸出的直流電壓為降壓電路的輸入電壓，后級(jí)降壓電路為閉環(huán)控制，通過(guò)調(diào)整降壓電路的占空比，可以使輸入電壓發(fā)生變化時(shí)輸出電壓保持穩(wěn)定。本系統(tǒng)采用兩路參數(shù)相同的兩級(jí)式DC/DC 變換器進(jìn)行交錯(cuò)并聯(lián)控制來(lái)減小電流紋波，提高工作效率。
1.2 移相全橋電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)常用于滿足高壓、大功率，并且輸入和輸出在電氣上實(shí)現(xiàn)完全的隔離。移相全橋變換器不同于普通全橋的是將諧振電容并聯(lián)于各個(gè)功率管之上。如上所述，電容C1至C4分別為功率管Q1至Q4上并聯(lián)的諧振電容，其中C1=C2，C3=C4，Lr為諧振電感。諧振電容在功率管斷開(kāi)時(shí)使開(kāi)關(guān)電壓由零升高，從而軟開(kāi)關(guān)得以實(shí)現(xiàn)，大幅度減小了開(kāi)關(guān)損耗。功率管開(kāi)通后，電容C1至C4與諧振電感Lr發(fā)生諧振，此時(shí)功率管電壓為0 V，即零電壓開(kāi)通，降低開(kāi)關(guān)損耗。
另一方面，前級(jí)的兩路參數(shù)相同的移相全橋電路由于采用了交錯(cuò)并聯(lián)拓?fù)洌蕛陕返妮斎腚妷合嗤?，設(shè)計(jì)第二路的驅(qū)動(dòng)電壓相位滯后于第一路90°，輸出經(jīng)過(guò)濾波電感再連接到后級(jí)變換器。后級(jí)的兩路交錯(cuò)并聯(lián)Buck 中第二路的驅(qū)動(dòng)電壓滯后于第一路180°。
如圖2 所示，移相全橋在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)有16 種模式。由于移相全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有對(duì)稱性，本文只需對(duì)周期的前半部分進(jìn)行分析。
圖2 移相全橋電路的模態(tài)分析
在模式1(t0～ t1)中，開(kāi)通功率管為Q1和Q4，變壓器的一次電壓UAB等于輸入電壓Uin，二次輸出電感L 和輸出電壓耦合到一次側(cè)。
在模式2(t1～ t2)中，功率管Q1在時(shí)間t1時(shí)實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS)關(guān)斷，此時(shí)初級(jí)電流流過(guò)電容Cs1和Cs2。直到t2時(shí)刻，變壓器的一次電壓降至0。在變壓器二次側(cè)大電感的影響下，一次電流基本不變。
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式中：dIp/dt 為原邊電流變化率；Uo為輸出電壓；Lik為變壓器原邊電感；Lo為降壓電路電感；n 為變壓器匝比。
在模式4(t3～ t4)中，在t3時(shí)刻，功率管Q4實(shí)現(xiàn)ZVS 關(guān)閉。在t4時(shí)刻，變壓器一次側(cè)電壓UAB逐漸下降到-Uin。二次側(cè)二極管D2、D3是受負(fù)壓導(dǎo)通的，但二極管D1、D4不能立即關(guān)斷，所以變壓器二次繞組短路。
在模式5(t4～ t5)中，在t4時(shí)刻Ds3導(dǎo)通，變壓器的一次電流如下：
在模式6(t5～ t6)中，t5時(shí)刻，次側(cè)電流反向增加，輸出電流逐漸減小，變壓器再次在兩側(cè)耦合。
2 變換器建模及控制器的設(shè)計(jì)
2.1 變換器的小信號(hào)建模
建模之前，首先對(duì)所研究的變換器進(jìn)行如下假設(shè)：(1)所有器件都是理想器件；(2)所加擾動(dòng)全都是小信號(hào)擾動(dòng)；(3)濾波器的轉(zhuǎn)折頻率設(shè)置為遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于變換器的開(kāi)關(guān)頻率。前級(jí)變換器等效電路如圖3 所示。
圖3 前級(jí)變換器等效電路
將變換器應(yīng)用的基波分量進(jìn)行近似替代，獲得原邊逆變橋中點(diǎn)電壓VAB的基波分量：
式中：Vin為輸入電壓。
逆變橋輸出電流IQ的基波分量：
逆變橋的輸入功率和輸出功率滿足能量守恒定律，故可推算出原邊輸入電流平均值為：
變壓器原邊電壓以及原邊電流分別為：
式中：Vo為輸出電壓。
相同方法下，可以推算出經(jīng)過(guò)整流橋后的輸出電流平均值為：
故可得逆變橋輸入電流、輸出電壓，以及整流橋輸入電壓、輸出電流的穩(wěn)態(tài)表達(dá)式，施加一小擾動(dòng)，不考慮二階擾動(dòng)項(xiàng)，使：
式中：ωs為開(kāi)關(guān)角頻率；Lm為勵(lì)磁電感；Lr為諧振電感；Cr為諧振電容；Ip為變壓器原邊電流。
則逆變橋輸入電流、輸出電壓，整流橋輸入電壓、輸出電流小信號(hào)表達(dá)式如下：
據(jù)此可得到逆變橋和整流橋的小信號(hào)模型如圖4 所示。
圖4 小信號(hào)模型
2.2 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略
降壓電路的輸出電壓根據(jù)功率管占空比的變化而變化。兩級(jí)DC/DC 變換器的控制策略如圖5 所示。圖中：Udc為輸出直流電壓；Ibat為輸出電流；Udc*為參考電壓；Ibat*為參考電流。直流電壓環(huán)作為外環(huán)。Udc*和Udc之間的差作為直流電壓外環(huán)中PI 控制器的輸入。Ibat*和Ibat之間的誤差作為電流環(huán)中PI控制器的輸入。當(dāng)輸入電壓增大時(shí)，降壓電路中功率管的占空比減小，輸出電壓減??；反之，當(dāng)輸入電壓減小時(shí)，占空比增大，輸出電壓增大。
圖5 兩級(jí)交錯(cuò)式DC/DC 變換器的控制電路
2.3 交錯(cuò)并聯(lián)控制技術(shù)
交錯(cuò)并聯(lián)控制技術(shù)，即在相同調(diào)制波下，當(dāng)變換器2 的載波滯后于變換器1 的載波180°時(shí)，變換器2 的驅(qū)動(dòng)脈沖將滯后于變換器1 半個(gè)開(kāi)關(guān)周期，兩處脈沖的占空比大小相同。
總輸出電流是變換器1 和變換器2 的輸出電流之和。由于變換器2 的驅(qū)動(dòng)脈沖滯后于變換器1 的半開(kāi)關(guān)周期，因此變換器2 的輸出電流紋波滯后于變換器1 的輸出電流紋波。當(dāng)變換器1 的輸出電流上升時(shí)，變換器2 的部分輸出電流處于下降階段?？傠娏骷y波可以抵消彼此的一部分；當(dāng)占空比為0.5 時(shí)，變換器1 與變換器2 的電流紋波相反，能夠完全抵消。
圖6 中顯示了交錯(cuò)并聯(lián)電路的關(guān)鍵波形。從i1、i2所得到的io波形可以看出電容器的波紋電流頻率增加。
圖6 交錯(cuò)控制方法示意圖
采用交錯(cuò)并聯(lián)主要有3 個(gè)優(yōu)勢(shì)：(1)減少輸出電流波紋，降低濾波器電容器的容值；(2)使輸入電流的波紋頻率加倍，提高等效開(kāi)關(guān)頻率，減少儲(chǔ)能電感器的體積；(3)有效地提高了逆變器的穩(wěn)定性和系統(tǒng)的冗余度。
在本文中，兩路移相全橋的驅(qū)動(dòng)脈沖占空比為0.5，而第二路移相全橋的驅(qū)動(dòng)脈沖滯后于第一路移相全橋的驅(qū)動(dòng)脈沖90°。在降壓電路中，兩個(gè)功率管的占空比相同，而第二路的驅(qū)動(dòng)脈沖相位滯后于第一路180°。降壓電路的輸出電流是波動(dòng)的。當(dāng)?shù)谝宦方祲弘娐返妮敵鲭娏魃仙龝r(shí)，第二路降壓電路的輸出電流控制在下降階段，從而實(shí)現(xiàn)了減小電流紋波的目的。
3 仿真結(jié)果
兩級(jí)式變換器由隔離的移相全橋變換器和非隔離的Buck 變換器構(gòu)成，移相全橋變換器僅起電氣隔離和電壓匹配作用，Buck 變換器可通過(guò)改變占空比調(diào)節(jié)輸出電壓，該控制方案可以將兩部分分別優(yōu)化設(shè)計(jì)，同時(shí)兩級(jí)式的結(jié)構(gòu)也更適用于大變比變換的場(chǎng)合。基于Matlab/Simulink 軟件環(huán)境進(jìn)行建模仿真，將輸入電壓設(shè)為750 V，輸出電壓設(shè)為400 V，諧振電感13 μH，諧振電容320 pF，變壓器變比1∶1.2，輸出負(fù)載100 Ω。
變壓器一次繞組和二次繞組的電壓如圖7 所示，降壓電路中開(kāi)關(guān)的輸出電壓、輸出電流和占空比如圖8 所示。
4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
為了驗(yàn)證分析和理論的正確性，設(shè)計(jì)了一臺(tái)5 kW 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：Pmax=5 kW；Ubus為550～700 V；Udc為250～550 V；Lr=13.8 μH；電流環(huán)PI 參數(shù)設(shè)置為P=0.5，I=25；電壓環(huán)PI 參數(shù)設(shè)置為P=1，I=25。
圖8 仿真中的輸出電流、輸出電壓和占空比
4.1 交錯(cuò)并聯(lián)變換器關(guān)鍵實(shí)驗(yàn)波形
以功率管Q4為例，兩路移相全橋功率管的驅(qū)動(dòng)電壓波形如圖9 所示，占空比為0.5，功率管Q4’的驅(qū)動(dòng)波形相位比功率管Q4滯后90°。
圖9 Q4和Q4’的驅(qū)動(dòng)電壓波形
功率管Q4的Ugs和Uds波形如圖10 所示。由實(shí)驗(yàn)波形可以看出，在功率管導(dǎo)通之前電壓已經(jīng)降到0。電流流經(jīng)反并聯(lián)二極管，即為零電壓開(kāi)關(guān)。
圖10 Q4的Ugs和Uds波形
后級(jí)的兩路降壓電路中功率管的驅(qū)動(dòng)波形如圖11 所示，占空比D=0.97，第二路功率管的驅(qū)動(dòng)波形相位滯后于第一路功率管180°。交錯(cuò)并聯(lián)變換器前級(jí)波形和后級(jí)波形分別如圖12、圖13 所示。
圖11 交錯(cuò)并聯(lián)降壓器驅(qū)動(dòng)電壓波形
圖12 交錯(cuò)并聯(lián)變換器前級(jí)波形
圖13 交錯(cuò)并聯(lián)變換器后級(jí)波形
系統(tǒng)達(dá)到滿負(fù)荷運(yùn)行時(shí)，輸出電壓是500 V，輸出電流是10.6 A，穩(wěn)態(tài)輸出電壓如圖14 所示。
圖14 滿載時(shí)的輸出電壓波形
電流紋波情況如圖15 所示。圖15(a)為交錯(cuò)并聯(lián)前兩路降壓電路的輸出電流，此時(shí)電流紋波為2 A；圖15(b)為兩路交錯(cuò)并聯(lián)后的總輸出電流，此時(shí)輸出電流紋波減小到1 A。
圖15 滿載時(shí)的輸出電流波形
4.2 負(fù)載階躍響應(yīng)波形
通過(guò)動(dòng)態(tài)突加突卸負(fù)載實(shí)驗(yàn)來(lái)驗(yàn)證本文建立的小信號(hào)模型及補(bǔ)償器是否準(zhǔn)確，以及測(cè)試整個(gè)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。
突增負(fù)載和突卸負(fù)載的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如下。圖16(a)為半載切換至滿載的波形，圖16(b)為從滿載切換至半載的波形。在控制過(guò)程中，最大調(diào)整時(shí)間為200 ms。
通過(guò)動(dòng)態(tài)突加突卸負(fù)載實(shí)驗(yàn)的波形，發(fā)現(xiàn)額定輸入電壓下，突加突卸負(fù)載，輸出電壓幾乎沒(méi)有變化，由此可以證明控制器參數(shù)設(shè)計(jì)的合理性，即在額定輸入電壓下能夠滿足整個(gè)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能指標(biāo)需求。
4.3 效率曲線
可以從效率來(lái)判斷性能的好壞，故本文在額定輸入電壓以及不同負(fù)載下測(cè)試了變換器的效率。在1、2、3、4、5 kW 的不同功率水平下，效率分別為93.5%、94.2%、95%、95.8%、94%。由此可以看出，本文所研究的兩級(jí)式變換器在不同負(fù)載情況下的效率均能保持在95%左右，證明了參數(shù)設(shè)計(jì)方法的合理性。
5 結(jié)論
本文提出了并聯(lián)型DC/DC 全橋與降壓型變換器拓?fù)湎嘟Y(jié)合的控制策略，利用移相全橋控制技術(shù)和交錯(cuò)并聯(lián)控制技術(shù)，降低了原副邊電流紋波，并結(jié)合軟開(kāi)關(guān)設(shè)計(jì)技術(shù)，提高系統(tǒng)效率。同時(shí)，變換器級(jí)聯(lián)系統(tǒng)在電壓增益優(yōu)化分配條件下，實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)的高頻磁隔離功能。設(shè)計(jì)了一臺(tái)5 kW 的變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，其前級(jí)通過(guò)開(kāi)環(huán)控制、移相全橋占空比為0.5的移相控制實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)；后級(jí)閉環(huán)控制的降壓電路是將直流電壓環(huán)作為外環(huán)、輸出電流環(huán)作為內(nèi)環(huán)的雙PI 控制的控制策略，通過(guò)調(diào)節(jié)占空比，可以改變輸出電壓。通過(guò)Matlab/Simulink 對(duì)原理及控制策略進(jìn)行了仿真分析，并研制實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證了軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現(xiàn)及采用交錯(cuò)并聯(lián)控制可以減小變換器輸出電壓的脈沖，減少變換器的體積和質(zhì)量。
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