南國君

(合肥工業(yè)大學(xué)安徽省新能源利用與節(jié)能重點實驗室，安徽 合肥 230009)

0 引言

微網(wǎng)中分布式可再生能源均需通過并網(wǎng)逆變器進行功率變換后接入電網(wǎng)，并網(wǎng)逆變器輸出側(cè)一般采用LC或LCL型濾波器[1-2]，此類二階或三階濾波器的使用可改善并網(wǎng)電能質(zhì)量，但同時也帶來了諧振問題[3-4].而根據(jù)逆變器直流側(cè)儲能元件的不同，并網(wǎng)逆變器可分為電壓源型逆變器和電流源型逆變器.為抑制濾波器在諧振頻率處諧振，可采用在輸出濾波器串并聯(lián)電阻的無源阻尼方法，或通過控制算法控制變流器輸出，而達到與濾波器串并聯(lián)電阻類似效果的有源阻尼控制方法[5].從成本、效率及控制靈活性等方面考慮，有源阻尼方法要優(yōu)于無源阻尼方法[6-9].一般有源阻尼方法控制實現(xiàn)較為復(fù)雜，需要檢測電容電流，同時基波電流參與運算也容易導(dǎo)致調(diào)制度飽和.雖然目前并網(wǎng)逆變器多采用電壓源型逆變器，但電流源型逆變器也具有其自身特點，如電流源型變流器具有拓撲結(jié)構(gòu)簡單、開關(guān)電壓應(yīng)力小、四象限運行能力、易于冗余及短路過保護可靠等優(yōu)點[10-15].同樣，電流源變流器中CL濾波器的使用也使得其存在固有諧振問題.本文研究了微網(wǎng)中電流源型并網(wǎng)逆變器有源阻尼控制，通過檢測濾波電容電壓，借助有源濾波思想，提取電容諧波電壓用于虛擬電阻環(huán)電流補償值計算，以實現(xiàn)對濾波器阻尼系數(shù)的控制，達到抑制濾波器自身諧振的控制目標.通過對濾波器自身阻尼系數(shù)分析研究，給出一種虛擬電阻計算算法，根據(jù)所期望的阻尼系數(shù)求取所需虛擬電阻大小.基于該控制思想，提出一種電流源型逆變器的有源阻尼控制方案，建立了系統(tǒng)仿真模型，以驗證所提出控制策略的正確性和有效性.

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

電流源型并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)見圖1，直流環(huán)節(jié)采用電感作為儲能平波元件，逆變橋由IGBT串聯(lián)二極管的三相橋臂組成，輸出經(jīng)CL濾波器連接電網(wǎng).

與電壓源型逆變器逆變橋輸出PWM電壓相對應(yīng)，電流源型逆變器逆變橋輸出為PWM電流，為協(xié)助換流，逆變橋輸出并接電容器.這使得逆變器輸出電壓接近正弦，可抑制在PWM調(diào)制過程中功率開關(guān)管兩端電壓尖峰，開關(guān)管承受電壓應(yīng)力較小.然而，CL濾波器的使用也帶來自了身諧振問題，盡管可采用相應(yīng)PWM調(diào)制策略減小逆變器輸出諧波含量，但在PWM調(diào)制過程中，濾波器諧振頻率附近總會有幅值較小的諧波存在[16].而電網(wǎng)中大量電力電子裝置及其他非線性負載的使用，也使得電網(wǎng)電壓中往往含有大量諧波成分，以引起濾波器串聯(lián)諧振.要使逆變器正常安全運行，必須解決其濾波器自身存在的諧振問題.

圖1 電流源逆變器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

2 諧振抑制方法

電流源逆變器輸出濾波器單相等效電路如圖2所示，其中Cf為濾波電容，Lf為濾波電感，Rf為電感等效電阻，ii為逆變器輸出電流，ig為并網(wǎng)電流，ic為電容電流.

從逆變器向電網(wǎng)側(cè)看，逆變器輸出的自然諧振頻率附近的諧波電流，會被CL濾波器放大，甚至引起并聯(lián)諧振.從電網(wǎng)側(cè)向濾波器側(cè)看，電網(wǎng)電壓在諧振頻率附近的諧波電壓也會被CL濾波器放大，易引起串聯(lián)諧振.

基于濾波器與電網(wǎng)連接的結(jié)構(gòu)圖，可畫出關(guān)于并網(wǎng)電流ig和逆變橋輸出電流ii間控制框圖(見圖3).

圖2 濾波器單相等效電路

圖3中，忽略電網(wǎng)電壓Vg擾動，可寫出并網(wǎng)電流ig和逆變器輸出電流ii間的傳遞函數(shù)為

(1)

該函數(shù)為典型二階環(huán)節(jié)，阻尼系數(shù)為

(2)

通常濾波電容Cf比濾波電感Lf要小幾個數(shù)量級，且電感等效電阻Rf很小，所以阻尼系數(shù)ξ幾乎為零，濾波環(huán)節(jié)接近于無阻尼狀態(tài).若取Lf=2 mH，Cf=30 μF，Rf=0.05 Ω，可計算出自然諧振頻率為650 Hz，傳遞函數(shù)G1波特圖見圖4.

a：幅值；b：相位

從圖4可看出，在CL自然諧振頻率處，幅值增益超過了40 dB.若不加處理，濾波器將急劇放大諧振頻率附近諧波，使系統(tǒng)難以穩(wěn)定工作，甚至毀壞功率器件.

2.1 無源阻尼方法

為抑制濾波器自身諧振，可通過在濾波電感或電容兩端串聯(lián)或并聯(lián)電阻，改變?yōu)V波器阻尼系數(shù)，從而抑制在諧振頻率附近逆變側(cè)電流諧波和電網(wǎng)側(cè)電壓諧波引起的諧振，阻尼電阻Rd可能放置的位置見圖5.在并網(wǎng)型逆變器中，由于濾波器與大電網(wǎng)連接，電網(wǎng)阻抗變化較小，濾波器自身諧振頻率相對固定，所以采用引入電阻的無源阻尼方法達到抑制諧振的目標.然而，電阻的接入無疑增大了濾波器體積，提高了濾波器成本，而且增加了系統(tǒng)損耗.

圖5 無源阻尼抑制諧振

2.2 有源阻尼方法

有源阻尼方法的提出，解決了無源阻尼濾波器損耗及體積大問題，其本質(zhì)是通過控制變流器輸出電壓或電流，用變流器來模擬實際電阻，達到抑制諧振的效果.電流源逆變器中，由于電容與逆變橋輸出并聯(lián)，所以虛擬阻尼以和電容并聯(lián)的方式實現(xiàn)，通過注入和電容電壓相位一致的電流，用變流器來模擬阻尼電阻，其等效濾波器結(jié)構(gòu)見圖6，Rv為虛擬電阻.

以逆變橋輸出電流ii為輸入，并網(wǎng)電流ig為輸出，相應(yīng)控制框圖見圖7.

圖6 有源阻尼濾波器

求得其傳遞函數(shù)為

(3)

由(3)式與(1)式相比可以看出，虛擬電阻的引入并不改變環(huán)路增益，只是對阻尼系數(shù)和自然諧振頻率產(chǎn)生影響.

由(3)式可求出阻尼系數(shù)為

(4)

圖8 虛擬電阻變化時形成的阻尼系數(shù)曲線

濾波器系數(shù)采用和前面參數(shù)相同，是以Rv為自變量的阻尼系數(shù)ξ2函數(shù)，Rv在1～100 Ω之間變化的曲線見圖8.

從圖8可看出，隨著虛擬電阻的減小，濾波器從接近無阻尼狀態(tài)過渡到欠阻尼狀態(tài)再到過阻尼狀態(tài)變化.為保證系統(tǒng)的動態(tài)性能，一般希望系統(tǒng)工作在欠阻尼狀態(tài)，因此虛擬電阻不宜取得過小.根據(jù)(3)式傳遞函數(shù)，虛擬電阻Rv=5～100 Ω波特圖見圖9.

a：幅值；b：相位

(5)

2.3 改進型有源阻尼方法

從圖9可以看出，有源阻尼可有效地抑制諧振，但若直接反饋電容電壓計算阻尼電流，由于包含基波電壓，勢必對并網(wǎng)基波電流控制產(chǎn)生影響，影響并網(wǎng)電流波形.為此，可在虛擬電阻控制環(huán)將基波濾除，虛擬電阻僅作為諧波阻尼在諧波頻率產(chǎn)生作用，當電容電壓不含諧波時，虛擬電阻控制環(huán)將不作為，從而減小對基波電流控制影響.改進后控制框圖見圖10.

基于此控制思想，可繪出并網(wǎng)等效電路，如圖11所示.

圖10 僅濾諧波控制框圖

從圖11中可看出，該控制方法是在基波電流基礎(chǔ)上疊加一定的可在濾波電容產(chǎn)生反向諧波電壓的諧波電流，從而保持電容電壓正弦，抑制諧振發(fā)生.與有源濾波器向電網(wǎng)注入反向諧波電流以抵消或最小化電網(wǎng)電流諧波畸變不同，這里只是在不影響基波并網(wǎng)電流控制條件下，向電容注入一定的反向諧波電流，以改善濾波器的動態(tài)性能，從而間接地改善并網(wǎng)電流諧波總畸變率(Total Harmonic Distortion，THD).

3 逆變器系統(tǒng)控制策略

系統(tǒng)控制目標是要實現(xiàn)對并網(wǎng)電流幅值和相位的控制，從而實現(xiàn)并網(wǎng)功率控制.本文采用基于電網(wǎng)電壓矢量定向控制方式，相應(yīng)控制矢量圖見圖12.

圖12 逆變器控制矢量圖

旋轉(zhuǎn)坐標系下逆變器輸出電流為

(6)

(7)

式中ωb為電網(wǎng)電壓角頻率，[Vcb]dq為電容基波電壓交直軸分量.

基于電網(wǎng)電壓矢量定向及前述控制思想，本文提出的逆變器帶有源阻尼功能的控制策略框圖見圖13.系統(tǒng)主要控制目標是實現(xiàn)單位功率因數(shù)運行，同時實現(xiàn)對濾波器自身諧振的抑制，以保證系統(tǒng)控制的穩(wěn)定性.旋轉(zhuǎn)坐標系下采用有功和無功解耦的矢量控制，開關(guān)管PWM脈沖信號通過空間矢量脈寬調(diào)制算法(SVPWM)得到.

圖13 系統(tǒng)控制方案框圖

用于抑制諧振的諧波電流通過提取電容諧波電壓計算得到，首先將反饋電壓以基波頻率變換到旋轉(zhuǎn)坐標下帶諧波分量的交直軸分量[Vc]dq，然后經(jīng)低通濾波去除諧波分量，得到基波在旋轉(zhuǎn)坐標系下直流量[Vcb]dq，再由坐標反變換求出基波電壓大小[Vcb]abc，最后減去反饋電容電壓求出諧波電壓[Vch]abc，進而通過虛擬電阻求出補償諧波電流大小[ich]abc.

4 系統(tǒng)仿真

圖14 不加有源阻尼A相電網(wǎng)電壓及并網(wǎng)電流波形

仿真分2種情況：(1)電網(wǎng)電壓不含諧波，驗證控制策略對由逆變器輸出諧波電流引起并聯(lián)諧振抑制效果；(2)電網(wǎng)電壓疊加諧振頻率處諧波電壓，驗證由電網(wǎng)諧波電壓引起的串聯(lián)諧振抑制效果.

圖14和圖15給出了電網(wǎng)電壓不含諧波、未加有源阻尼控制條件下，A相電壓電流波形及電流傅里葉分析圖.從圖14可看出，電流出現(xiàn)了嚴重畸變，圖15諧波分析圖顯示THD高達119%，且諧波含量主要集中在諧振頻率650 Hz即13次附近.

圖15 不加有源阻尼A相電流諧波分析圖

圖16 加有源阻尼A相電網(wǎng)電壓及并網(wǎng)電流

加入有源阻尼控制的A相電網(wǎng)電壓及并網(wǎng)電流波形見圖16，并網(wǎng)電流FFT分析結(jié)果見圖17.圖16 中并網(wǎng)電流與電壓同相位、電流波形幾乎為正弦.從圖17并網(wǎng)電流FFT分析圖可看出，總諧波含量THD僅為0.6%，諧振頻率處諧波電流幅值得到很好的抑制，這也驗證了該控制方法對逆變器輸出諧波電流控制的有效性.

為進一步驗證有源阻尼控制對電網(wǎng)諧波電壓引起諧振控制的有效性，在電網(wǎng)基波電壓上疊加2%頻率為650 Hz的諧波電壓.仿真起始時間至0.1 s不加有源阻尼控制，在0.1 s時增加有源阻尼控制，圖18為A相電網(wǎng)電壓及并網(wǎng)電流仿真波形.從圖18中可明顯看出，未加有源阻尼控制時，A相電流出現(xiàn)了比圖14中電網(wǎng)電壓不含諧波時更為嚴重的畸變，在0.1 s加入有源阻尼控制后，電流波形立即得到控制，幾乎為正弦波.這也證明了該控制方案對逆變器輸出的諧振頻率附近諧波電流及電網(wǎng)電壓諧振頻率處諧波成分引起的電流畸變控制的有效性.圖19為加入有源阻尼后A電壓疊加13次諧波相電壓電流波形.

圖17 加有源阻尼A相并網(wǎng)電流諧波分析圖

圖18 0.1 s加有源阻尼A相電網(wǎng)電壓及并網(wǎng)電流波形

圖20 并網(wǎng)電流交直軸分量波形

圖20給出了并網(wǎng)電流交直軸分量波形，其中交軸分量igq始終控制為零，實現(xiàn)了并網(wǎng)單位功率因數(shù)控制.

以上仿真結(jié)果表明，加有源阻尼控制后，并網(wǎng)電流幾乎為正弦，驗證了所提控制策略對由逆變橋輸出諧波電流引起的并聯(lián)諧振及電網(wǎng)電壓諧波引起的串聯(lián)諧振抑制的有效性.

5 結(jié)論

針對微網(wǎng)中電流源型并網(wǎng)逆變器并網(wǎng)電流存在的諧振問題，提出了一種帶有源阻尼功能的并網(wǎng)控制策略，給出了虛擬電阻選擇計算公式.應(yīng)用所提出的控制方案可實現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)發(fā)電，而且可以很好地抑制在濾波器自然諧振頻率附近由逆變器輸出電流高次諧波及電網(wǎng)電壓諧波在濾波器中產(chǎn)生的諧振，仿真結(jié)果驗證了該控制策略的正確性和有效性.