張曉璐，全厚德，孫慧賢，劉廣凱，高雪會(huì)

(1.陸軍工程大學(xué)石家莊校區(qū)電子與光學(xué)工程系，河北 石家莊 050003；2.河北省統(tǒng)計(jì)局，河北 石家莊 050051)

0 引言

跳頻通信系統(tǒng)由于其出色的抗干擾能力得以成為主要軍用通信工具。為了提高跳頻通信系統(tǒng)的抗干擾能力，特別是抗跟蹤干擾能力，文獻(xiàn)[1]提出了一種對(duì)偶序列跳頻無(wú)線通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)利用兩條信道表征信息，不在載波上調(diào)制信息，從而減少了跟蹤干擾的影響。

跳頻同步是跳頻通信系統(tǒng)發(fā)送端和接收端正常通信的前提，分為同步捕獲、同步跟蹤[2]兩個(gè)步驟，同步系統(tǒng)的性能主要由同步捕獲的性能決定。文獻(xiàn)[3]設(shè)計(jì)了一種雙跳頻圖案同步方法，讓系統(tǒng)在同步階段和數(shù)據(jù)傳輸階段使用周期不同的跳頻圖案進(jìn)行通信。文獻(xiàn)[4]中設(shè)計(jì)了一種單通道匹配濾波捕獲方法，采用一種由偽隨機(jī)序列做 BFSK 調(diào)制組成的同步頭序列。文獻(xiàn)[5]引入淘汰參數(shù)，增加出局判決步驟。以上同步方法都側(cè)重于提高同步時(shí)間性能，沒(méi)有改變需要加載時(shí)間信息(time of date, TOD)同步頭或者將時(shí)間信息調(diào)制在載波上的傳遞時(shí)間信息的方法，對(duì)偶序列跳頻無(wú)線通信系統(tǒng)無(wú)法適用。文獻(xiàn)[6]提出了一種基于局部序列匹配的跳頻自同步方案，該方案以跳頻頻點(diǎn)短序列的特征來(lái)表征TOD信息，與傳統(tǒng)自同步方法比，其傳輸時(shí)間信息的方式可以適用對(duì)偶序列跳頻無(wú)線通信系統(tǒng)，但需要多路并行接收，系統(tǒng)復(fù)雜度高，并且存在誤捕獲概率、虛警概率高等抗干擾性能不佳的問(wèn)題[7]。本文針對(duì)現(xiàn)有同步方法無(wú)法適用于對(duì)偶序列跳頻通信系統(tǒng)且抗干擾性能差的問(wèn)題，提出了對(duì)偶序列跳頻通信系統(tǒng)的等待匹配式自同步捕獲方法。

1 同步捕獲及對(duì)偶序列跳頻通信系統(tǒng)基本原理

1.1 自同步捕獲基本原理

基于局部序列匹配的跳頻自同步捕獲原理圖如圖1所示。假設(shè)收發(fā)雙方的時(shí)差最大是Td，跳頻電臺(tái)跳速為Vh，跳頻頻點(diǎn)數(shù)目是H。同步前接收機(jī)對(duì)本地跳頻序列進(jìn)行前Td后Td快速掃描，得到序列P，在t0時(shí)刻開(kāi)始捕獲到含有m個(gè)不同相位的參考頻率(fa、fb)的序列P′，在t1時(shí)刻得到序列P′，在t2時(shí)刻整個(gè)序列P′匹配成功，得到P′在序列P中的位置，調(diào)整接收端相位至t2時(shí)刻序列P對(duì)應(yīng)的相位，此時(shí)收發(fā)雙方相位一致，獲得初始同步。

圖1 基于局部序列匹配的跳頻自同步捕獲原理圖Fig.1 The principle of FH self-synchronization acquisition based on local sequence matching

1.2 對(duì)偶序列跳頻無(wú)線通信系統(tǒng)

對(duì)偶序列跳頻無(wú)線通信系統(tǒng)的接收機(jī)如圖2所示。假設(shè)信道0和信道1分別為偽隨機(jī)序列FS0和FS1生成的跳頻載波。在發(fā)射端，以發(fā)送碼元0和1分別選擇偽隨機(jī)序列FS0和FS1控制的跳頻載波，并且此時(shí)已經(jīng)同步完成。射頻前端接收到跳頻信號(hào)后，分別與兩條支路生成的載波信號(hào)進(jìn)行差頻為f0的混頻，經(jīng)低通濾波器后得到中頻信號(hào)和噪聲，經(jīng)過(guò)能量檢測(cè)、抽樣判決后，得到接收碼元。

圖2 對(duì)偶序列跳頻接收結(jié)構(gòu)Fig.2 The structure of DSFH receiver

2 對(duì)偶序列跳頻通信系統(tǒng)的等待匹配式自同步捕獲方法

2.1 同步捕獲方法設(shè)計(jì)

2.1.1同步捕獲方法

在本方案中，跳頻同步信息不使用引導(dǎo)碼，同步信號(hào)是跳頻工作狀態(tài)所用信號(hào)，且不加載數(shù)據(jù)信息，僅僅只是載波跳變。如圖3所示，系統(tǒng)在對(duì)偶跳頻接收結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上進(jìn)行，該結(jié)構(gòu)有 2條支路且結(jié)構(gòu)相同，單條支路與傳統(tǒng)等待搜索式法[8]相同，并采用能量檢測(cè)方法[9]，同步時(shí)兩條支路對(duì)應(yīng)的頻率是從頻率集中隨機(jī)選取兩個(gè)頻率fa、fb作為參考頻率取代FS0和FS1，由兩路DLL激勵(lì)PLL的頻率合成器[10]合成。

圖3 等待匹配式自同步方法系統(tǒng)框圖Fig.3 System block diagram of waiting-matching self-synchronous capture scheme

2.1.2等待式搜索匹配方法

本文采取邊接收信號(hào)邊搜索匹配的等待式搜索匹配方法：

1) 同步捕獲前特殊標(biāo)記序列P中所有參考頻率的位置，舉例如圖4(a)所示，圖中灰底跳頻頻率為預(yù)發(fā)送信號(hào)的頻率。

2) 在t0+Δt1時(shí)刻，接收機(jī)檢測(cè)到第一跳參考頻率信號(hào)(不妨設(shè)此跳信號(hào)頻率為fa)，與接收機(jī)序列P所有標(biāo)志位匹配，然后去掉所有不匹配的頻率fb的特殊標(biāo)記，如圖4(b)所示。

3) 在t0+Δt1+Δt2時(shí)刻，檢測(cè)到第二跳參考頻率信號(hào)(fb)，對(duì)序列P中所有標(biāo)記位Δt2后的位置進(jìn)行搜索匹配，保留匹配成功的特殊標(biāo)記，去掉未能匹配的，如圖4(c)所示。

4) 在之后檢測(cè)到參考頻率信號(hào)時(shí)，重復(fù)步驟3)，直到檢測(cè)到第m跳參考頻率信號(hào)(此處為t1=t0+Δt1+Δt2+Δt3時(shí)刻)，完成搜索匹配后，序列P中的特殊標(biāo)記僅剩1個(gè)，此時(shí)序列P′搜索匹配完畢(此處為t2時(shí)刻)，如圖4(d)所示，然后調(diào)整接收機(jī)相位，如圖4(e)所示。

5) 存在特殊情況：當(dāng)接收端時(shí)間比發(fā)射端時(shí)間慢時(shí)，如圖5所示，可能出現(xiàn)檢測(cè)到l跳參考頻率信號(hào)后仍有一個(gè)以上特殊標(biāo)記存在，并且第l+1跳參考頻率信號(hào)搜索匹配不到，此時(shí)僅保留序列P中最靠近末端的特殊標(biāo)記認(rèn)定為短序列P′，并且在接收端調(diào)整相位時(shí)要加上跳到第l+1跳參考頻所用時(shí)間。

圖4 等待式搜索匹配方法例圖Fig.4 Example diagram of waiting search-matching method

圖5 特殊情況Fig.5 Special case

2.1.3同步捕獲流程

在同步捕獲前, 收發(fā)雙方約定選用FS0或FS1作為同步序列，之后接收機(jī)對(duì)本地跳頻序列快速掃描得到局部序列P，記錄每跳的頻率及該跳所處時(shí)刻，并標(biāo)記所有的參考頻率位置。在捕獲階段，接收端PN碼發(fā)生器控制頻率合成器，分別在支路1、支路2生成參考頻率所對(duì)應(yīng)的本地頻率fa′、fb′，與接收端發(fā)送的參考頻率信號(hào)進(jìn)行混頻、采樣、濾波、能量檢測(cè)[11]，之后進(jìn)行綜合判決，通過(guò)門限的fa、fb按相位存入寄存器中組成序列P′，并與本地序列P進(jìn)行搜索匹配。當(dāng)序列P′捕獲完畢，也與序列P匹配完畢，可以得到序列P′在P中的位置，從而得到發(fā)送端所處相位，調(diào)整接收端于發(fā)送端所處相位處，之后進(jìn)行同步識(shí)別、同步跟蹤。若序列P′未與序列P匹配成功，或者同步識(shí)別失敗，則判定發(fā)生了虛警，系統(tǒng)重新捕獲序列P′。若匹配失敗和同步識(shí)別失敗次數(shù)之和超過(guò)某門限值時(shí)，判定當(dāng)前兩支路對(duì)應(yīng)的參考頻率被干擾，通過(guò)支路頻率控制模塊更換兩路的載波頻率，以新的頻率為參考頻率進(jìn)行同步捕獲。

2.2 無(wú)干擾條件下捕獲性能分析

2.2.1平均捕獲時(shí)間

假設(shè)檢測(cè)概率為1，在第n跳接收機(jī)接收到序列P′的最后一個(gè)參考頻率的概率P(n)為：

(1)

式(1)中，Pr是參考頻率出現(xiàn)概率，其中Pr=2/H[12]。

從同步捕獲開(kāi)始到接收機(jī)接收到第n跳的時(shí)間為T(n)：

Tr(n)=nTh

(2)

則平均捕獲時(shí)間為：

(3)

對(duì)于不同的跳頻序列，確定待匹配序列P′在序列P中唯一性所需要的最小m是不同的，并且隨著m的增大，同步捕獲時(shí)間期望也隨之增大，圖6給出了頻點(diǎn)數(shù)為512個(gè)的跳頻序列同步捕獲時(shí)間期望與m值的關(guān)系曲線。圖6中可以看出同步捕獲時(shí)間隨著m的增大而增大，而雙通道的捕獲時(shí)間是單通道的捕獲時(shí)間的1/2。

圖6 同步捕獲時(shí)間期望隨m取值變化圖Fig.6 The E(t) of different m

2.2.2AWGN信道中同步捕獲概率

算同步捕獲概率[13]，要先算單條支路上一跳參考頻率的檢測(cè)概率。假設(shè)在加性高斯白噪聲信道中第i跳區(qū)間接收到的含參考頻率的信號(hào)為：

3.加強(qiáng)和完善基于低碳理念的酒店文化建設(shè)。作為酒店的核心競(jìng)爭(zhēng)力之一，酒店文化的存在至關(guān)重要，這對(duì)于酒店吸引顧客和專業(yè)的管理人才來(lái)說(shuō)不可或缺。針對(duì)低碳文化的發(fā)展和興起，酒店需要及時(shí)順應(yīng)低碳潮流，向員工傳播和灌輸?shù)吞祭砟?，使其能夠更好的理解和接受。在建設(shè)酒店文化時(shí)，需要結(jié)合低碳理念，不僅要使酒店得到經(jīng)濟(jì)效益，還要使其能夠承擔(dān)低碳和環(huán)保的社會(huì)責(zé)任。

S(t)=Aicos (ωit+θi)+ni(t)

(4)

式(4)中，ni(t)的均值為0，方差為σ2。S(t)與本地信號(hào)S′(t)=cos [(ωi+ω0)t+θ′i]混頻，經(jīng)過(guò)濾波后得到信號(hào)Sr(t)。

(5)

對(duì)Sr(t)進(jìn)行能量檢測(cè):

(6)

對(duì)X進(jìn)行采樣：

(7)

E(x;H0)=μ
E(x;H1)=μ+c
D(x;H0)=σ′2
D(x;H1)=σ′2

(8)

在H0條件下，x～N(μ,σ′2)，在H1條件下，x～N(μ+c,σ′2)。

如果x>VT，判H1，則：

(9)

(10)

PM=1-PD

(11)

(12)

經(jīng)計(jì)算：

(13)

把式(13)帶入式(9)、式(10)、式(11)：

(14)

(15)

(16)

第i跳參考頻率信號(hào)對(duì)應(yīng)的支路過(guò)門限，并且另一條支路沒(méi)有發(fā)生虛檢的概率PDi：

PDi=PD(1-PFA)

(17)

m個(gè)參考頻率信號(hào)都能夠正確檢測(cè)才算捕獲成功，所以同步捕獲概率PA為：

PA=(PDi)m=[PD(1-PFA)]m

(18)

2.3 同步捕獲抗干擾性能分析

2.3.1高斯白噪聲下同步捕獲抗干擾性能分析

抗干擾性主要表現(xiàn)為誤捕獲率和漏捕獲率[15]。當(dāng)發(fā)射機(jī)發(fā)送第j跳參考頻率時(shí)，如果信號(hào)對(duì)應(yīng)支路輸出低于門限值，且另一支路沒(méi)有產(chǎn)生虛警，此跳發(fā)生漏檢。若在捕獲短序列P′過(guò)程中有mM(0

(19)

當(dāng)發(fā)射機(jī)發(fā)送的第j跳不是參考頻率信號(hào)時(shí)，如果任意一條信號(hào)支路輸出大于門限值時(shí)發(fā)生虛警，單條支路虛警概率見(jiàn)式(15)。若捕獲到的短序列P′中的參考頻率信號(hào)有1跳以上是虛警的，則同步捕獲產(chǎn)生虛警，設(shè)共有m跳參考頻率，有l(wèi)跳捕獲到的參考頻率信號(hào)是虛警的，則系統(tǒng)誤捕獲率PSFA為：

(20)

2.3.2敵方干擾下同步捕獲抗干擾能力分析

戰(zhàn)場(chǎng)環(huán)境中，敵方干擾主要有：跟蹤干擾、部分頻帶干擾、多音干擾等[15]。對(duì)于跟蹤干擾，由于本文同步時(shí)的跳頻信號(hào)沒(méi)有調(diào)制信號(hào)，所以跟蹤干擾的信號(hào)只會(huì)對(duì)跳頻信號(hào)起到加強(qiáng)的作用，不會(huì)產(chǎn)生干擾。

對(duì)于部分頻帶干擾，當(dāng)接收端當(dāng)前參考頻率處于部分頻帶干擾內(nèi)時(shí)，導(dǎo)致該信道信噪比低，使得捕獲概率極低，此時(shí)接收端會(huì)通過(guò)支路頻率控制模塊更換兩路的載波頻率，以新的頻率為參考頻率進(jìn)行同步捕獲，直到找到無(wú)干擾頻段內(nèi)的頻率做參考頻率處，這時(shí)就能夠順利進(jìn)行同步。但是，部分頻帶干擾會(huì)增加同步復(fù)雜度，剔除受干擾的頻點(diǎn)會(huì)大大延長(zhǎng)捕獲時(shí)間。

對(duì)于多音干擾，抗干擾的方式與抗部分頻帶干擾的方式相同，如果當(dāng)前參考頻率受到干擾，就更換參考頻點(diǎn)直到換到不被干擾的參考頻點(diǎn)。同樣的，多音干擾也會(huì)增加同步復(fù)雜度，延長(zhǎng)捕獲時(shí)間。

3 仿真實(shí)驗(yàn)

使用Matlab仿真，F(xiàn)S0和FS1序列采用基于GF(P)上m序列的一般模型，并用線性反饋移位寄存器式結(jié)構(gòu)生成周期為236位的跳頻序列，頻點(diǎn)數(shù)為512，跳速為200 h/s，設(shè)置收發(fā)雙方最大時(shí)差為5 min，信道為AWGN信道。

3.1 能量檢測(cè)采樣數(shù)N對(duì)同步捕獲概率的影響

設(shè)置不同能量檢測(cè)采樣數(shù)N，同步捕獲概率隨信噪比的變化如圖7所示。由圖可以看出，橫向比較同步捕獲概率，隨著信噪比的增大捕獲概率增大并趨近于1，縱向比較，相同信噪比，隨著采樣數(shù)的增加，檢測(cè)概率增加。增加采樣數(shù)可以改善信號(hào)的同步捕獲概率。

圖7 同步捕獲概率隨信噪比、采樣數(shù)變化圖Fig.7 The PA of different N

3.2 高斯白噪聲下同步捕獲抗干擾性能仿真

設(shè)置能量檢測(cè)采樣數(shù)N=2 000，同步捕獲虛警概率隨信噪比的變化如圖8所示。由圖8可以看出同步捕獲虛警概率隨著信噪比由低到高出現(xiàn)先增大后減小的變化，在信噪比大于-3 dB時(shí)虛警概率小于0.1并在大于-1 dB后趨近于0，這與圖7相符(信噪比超過(guò)-1 dB時(shí)同步捕獲概率趨近于1)。

等待匹配式自同步法與等待搜索式法的同步捕獲漏檢概率隨信噪比的變化如圖9所示。由圖9可以看出在信噪比大于-2.5 dB后兩種方法的漏檢概率都趨于0，在信噪比小于-2.5 dB時(shí)，等待匹配式自同步法的漏檢概率遠(yuǎn)小于等待搜索式法的漏檢概率，并且一直趨近于0，等待匹配式自同步法幾乎不會(huì)出現(xiàn)漏捕獲現(xiàn)象。

圖8 PSFA曲線圖Fig.8 Graph of the PSFA

圖9 等待匹配式自同步法和等待搜索式法的漏檢概率曲線圖Fig.9 The PSM of the methods

4 結(jié)論

本文提出了對(duì)偶序列跳頻通信系統(tǒng)的等待匹配式自同步捕獲方法。該方法利用短序列跳頻頻點(diǎn)的特征表征TOD信息，并調(diào)整搜索策略，提出等待式搜索匹配方法，邊接收跳頻信號(hào)邊搜索短序列在本地序列的相位，同時(shí)，充分利用對(duì)偶序列跳頻通信系統(tǒng)的雙接收通道來(lái)縮短捕獲時(shí)間而沒(méi)有增大對(duì)偶序列跳頻通信系統(tǒng)的復(fù)雜度。通過(guò)分析仿真結(jié)果得到如下結(jié)論：1) 雙通道接收比單通道接收的捕獲時(shí)間短一半；2) 在相同信噪比情況下，采樣時(shí)間越長(zhǎng)，同步捕獲概率越高；3) 當(dāng)信噪比為-2 dB時(shí)，同步捕獲概率大于95%，虛警概率小于10-1，滿足同步正常工作條件；4) 在不考慮時(shí)間性能的前提下，漏捕獲概率為3×10-6；5) 本方法有良好的抗跟蹤干擾、部分頻帶干擾、多音干擾能力。本方法不僅可以很好地適用于雙序列跳頻系統(tǒng)還可以適用于差分跳頻系統(tǒng)等按跳頻序列發(fā)送跳頻載波的通信系統(tǒng)，且漏檢測(cè)概率低。但是該方法的捕獲時(shí)間較傳統(tǒng)方法長(zhǎng)且在高斯白噪聲背景下的抗虛警能力較傳統(tǒng)方法并沒(méi)有很大提升。提高時(shí)間性能的關(guān)鍵在于改進(jìn)局部跳頻序列的隨機(jī)性，本方法的時(shí)間性能需要進(jìn)一步提高。