馬 東，靳 洋，吳春瑜，李 陽(yáng)，錢 循，劉世超

（上海空間電源研究所，上海 200245）

0 引言

空間核電源是影響航天工業(yè)和空間探索發(fā)展的主要空間設(shè)備?？臻g核電源系統(tǒng)管理，對(duì)于深空探測(cè)與空間科學(xué)而言，也是不可或缺的技術(shù)支撐［1］。與太陽(yáng)能不同，核電源不會(huì)受環(huán)境限制，具有明顯的優(yōu)勢(shì)，因而受到研究人員的高度關(guān)注和研究［2］。相比于航天器的最大直流母線電壓100 V 而言，千瓦級(jí)空間核電源熱電轉(zhuǎn)換系統(tǒng)的發(fā)電機(jī)輸出電壓為2 000 V交流電，呈現(xiàn)高壓特性；相比于傳統(tǒng)的交流電工頻50 Hz 而言，空間核電源熱電轉(zhuǎn)換系統(tǒng)的輸出頻率為1 kHz，呈現(xiàn)高頻特性［3］。因此，此課題研究的難點(diǎn)在于輸入的高壓高頻，而為了滿足負(fù)載需求，輸出需降至100 V 的直流電。此外，發(fā)電機(jī)輸出的交流信號(hào)含有高次諧波干擾，會(huì)導(dǎo)致發(fā)電機(jī)發(fā)熱，運(yùn)行噪聲和振動(dòng)增加，造成發(fā)電機(jī)效率降低；發(fā)電機(jī)的輸出電壓和電流會(huì)失真，這會(huì)導(dǎo)致功率因數(shù)下降，并給后端功率轉(zhuǎn)換電路帶來(lái)沉重負(fù)擔(dān)。

為了解決以上整流問(wèn)題，有以下兩種解決途徑：一種為在交流側(cè)增加諧波補(bǔ)償裝置，但是在某些場(chǎng)合下，濾波裝置和整流器的功率等級(jí)是非常接近的，這種情況不僅將增加系統(tǒng)損耗，而且降低了系統(tǒng)的可靠性［4-5］；另一種方法是改變整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來(lái)達(dá)到盡可能減少諧波的目的，這也是減少諧波的一種基本方法。傳統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要為高頻脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulation，PWM）整流和多脈波整流，對(duì)于這兩種結(jié)構(gòu)，高頻PWM 整流具有相對(duì)復(fù)雜的驅(qū)動(dòng)電路，而且對(duì)于高功率設(shè)備而言，擁有一定的局限性［6-7］；而多脈沖整流具有簡(jiǎn)單的電路拓?fù)浜偷凸牡奶攸c(diǎn)，其效率和可靠性均很高，這也是高功率整流系統(tǒng)改善諧波污染的有效途徑［8-12］。

在多脈沖整流技術(shù)中，整流器的組成包括三相變壓器、功率器件、平衡電抗器及其他儲(chǔ)能元器件。在空間核電源系統(tǒng)中，輸入的高頻會(huì)導(dǎo)致功率器件工作損耗大，因此，本課題提出使用這種不可控的多脈波整流技術(shù)。對(duì)于三相變壓器而言，在多脈波整流領(lǐng)域通常會(huì)選擇自耦變壓器，然而，在空間核電源系統(tǒng)中，滿足技術(shù)要求的自耦變壓器的體積均過(guò)于笨重，因此，在本文中選擇使用隔離變壓器。相比于自耦變壓器，隔離變壓器制作簡(jiǎn)單，工作更加穩(wěn)定，而且起到隔離降壓的作用。經(jīng)過(guò)多脈波整流后的輸出電壓并不能滿足輸出需求，需考慮使用高效的直流降壓變換技術(shù)?？紤]到航天領(lǐng)域指標(biāo)要求與穩(wěn)定性需求，本裝置采用LLC 諧振變換器來(lái)實(shí)現(xiàn)。

1 電路拓?fù)渑c工作原理

1.1 電路拓?fù)?/h3>

在本文中，前級(jí)采用12 脈波整流器進(jìn)行整流，將2 000 V、1 kHz 的交流電轉(zhuǎn)換為300 V 的直流電，后級(jí)采用LLC 諧振變換器進(jìn)行隔離降壓，使輸出電壓達(dá)到標(biāo)準(zhǔn)的100 V 直流電。本文采用如圖1 所示的電路拓?fù)洹Ｇ凹?jí)的12脈波整流器主要由三相三繞組隔離型變壓器、三相整流橋和三抽頭平衡電抗器組成，其中，三抽頭平衡電抗器可以確保兩個(gè)三相整流橋獨(dú)立工作；后級(jí)的LLC 諧振變換器采用半橋設(shè)計(jì)，不僅可以起到隔離降壓的作用，而且可以減少功率器件的使用。

圖1 空間核電源系統(tǒng)整流電路拓?fù)銯ig.1 Topology of proposed rectification circuit in space nuclear power

1.2 12 脈波整流器

三相三繞組隔離型變壓器的繞組結(jié)構(gòu)示意圖如圖2 所示。三相三繞組變壓器采用Ddy11 聯(lián)結(jié)組別，圖中：一次三相繞組接成三角形，每相匝數(shù)為N0；二次三相繞組一組接成三角形，每相匝數(shù)為N1；二次三相繞組另外一組接成星型，每相匝數(shù)為N2。為了實(shí)現(xiàn)二次兩組繞組的線電壓數(shù)值相等且方向上相差30°，則有

一次三相繞組接成三角形能夠有效抑制3的倍數(shù)次諧波流入電網(wǎng)，三繞組變壓器電壓矢量圖如圖3所示。

圖2 三相三繞組隔離型變壓器的繞組結(jié)構(gòu)示意圖Fig.2 Winding configuration of the three-phase three-winding isolation transformer

圖3 三繞組變壓器電壓矢量圖Fig.3 Voltage vectors diagram of the three-phase three-winding transformer

定義電壓差vP在兩個(gè)三相橋之間引起的電流為環(huán)流iP。由式（3）可知，vP中主要是6 次諧波，在分析環(huán)流時(shí)，忽略高次諧波，只考慮6 次諧波的影響。vd中主要是直流量和12 次諧波分量，在分析輸出電壓脈動(dòng)時(shí)只考慮12 次諧波的影響。在繞制平衡電抗器時(shí)，經(jīng)常把上下兩個(gè)繞組繞在同一個(gè)鐵芯上面，此時(shí)兩個(gè)繞組之間存在相互耦合，設(shè)平衡電抗器兩個(gè)繞組的自感大小均為L(zhǎng)，耦合系數(shù)為kM，互感M=kML。考慮互感的平衡電抗器原理及結(jié)構(gòu)圖，如圖4 所示，圖中分別為上、下兩個(gè)整流橋流入平衡電抗器的電流，id為平衡電抗器流向?yàn)V波電容和負(fù)載的電流。

圖4 對(duì)應(yīng)的12 脈波等效電路圖如圖5（a）所示。由于耦合的存在，不能直觀地得到簡(jiǎn)化等值電路，因此，對(duì)圖5（a）中存在耦合的部分進(jìn)行解耦，得到了簡(jiǎn)化后的等效電路圖，如圖5（b）所示。

解耦后，由圖5（b）可得到環(huán)流iP的計(jì)算公式為

圖4 考慮互感的平衡電抗器原理及結(jié)構(gòu)圖Fig.4 Principle and structure diagram of interphase reactor with mutual inductance

圖5 12 脈波整流等效電路圖Fig.5 Equivalent circuit diagram of the 12-pulse rectification

式中：vp.6、Vp.6分別為vP中6 次諧波分量的瞬時(shí)值和有效值；L為平衡電抗器的自感值；LP為等效電感，

如圖5 所示，左側(cè)的二端口網(wǎng)絡(luò)等效為電壓源串聯(lián)阻抗（即戴維南等值電路）的形式，vd.dc和vd.12分別為平衡電抗器等效中點(diǎn)電壓vd的直流分量和12 次諧波分量，id.dc和id.12分別為平衡電抗器等效中點(diǎn)電流id的直流分量和12 次諧波分量，輸出電流計(jì)算為

式中：Z為等效電路的12 次諧振等效阻抗，則有

式中：|Z|和θ分別為阻抗Z的模和相角。

對(duì)圖5（b）列寫(xiě)杰爾霍夫電流方程，可求得上下兩個(gè)整流橋流入平衡電抗器的電流id1和id2與iP、id的關(guān)系分別為

由式（10）可知，電流id1和id2的脈動(dòng)不僅跟環(huán)流有關(guān)，還跟輸出電流id有關(guān)。以上整流橋流入平衡電抗器的電流id1為例，則id1中的周期分量id1.per和直流分量Id1.dc分別為

定義電流脈動(dòng)量：

對(duì)于輸出電壓的脈動(dòng)來(lái)說(shuō)，只考慮12 次諧波，可得輸出電壓vout的計(jì)算公式為

式中：vout=Vd.dc和vout.per分別為輸出電壓的直流分量、周期分量。

同樣，定義輸出電壓的脈動(dòng)量：

1.3 半橋LLC 諧振變換器

本課題采用半橋LLC 諧振變換器電路拓?fù)?，如圖6 所示。由于LLC 諧振回路中諧振電流近似于正弦波，因此，可以采用基波近似法（FHA）對(duì)諧振電路進(jìn)行分析，即忽略副邊整流電路的非線性特性，將副邊整流電路與濾波電路等效折算為副邊的交流負(fù)載，在變壓器原邊則忽略諧振回路方波激勵(lì)源中的高次分量，形成線性的正弦激勵(lì)電路，從而將非線性電路轉(zhuǎn)化為線性電路，如圖7 所示。

圖6 半橋LLC 諧振變換器電路拓?fù)銯ig.6 Topology of half-bridge LLC resonant converter circuit

圖7 半橋LLC 諧振變換器等效電路圖Fig.7 Equivalent circuit diagram of half-bridge LLC resonant resonant converter

圖中，雙端口網(wǎng)絡(luò)模型的諧振回路中，Vi.FHA為等效諧振回路端口輸入電壓，Vo.FHA為等效諧振網(wǎng)絡(luò)端口輸出電壓，Zin(jω)為輸入阻抗，Ro.oc為變壓器副邊等效電阻負(fù)載。定義電壓增益為M諧振回路輸出電壓與輸入電壓的比值，即

LLC 諧振變換器的輸出電壓是通過(guò)調(diào)節(jié)諧振回路輸入方波的開(kāi)關(guān)頻率來(lái)實(shí)現(xiàn)的，當(dāng)輸出功率下降或輸入直流電壓增壓，通過(guò)增加開(kāi)關(guān)頻率來(lái)調(diào)節(jié)輸出電壓，使其保持穩(wěn)定。因此，為了應(yīng)對(duì)負(fù)載的變化，LLC 諧振變換器工作在單位增益點(diǎn)附近，輸出電壓可以在開(kāi)關(guān)頻率變化相對(duì)較小的范圍內(nèi)應(yīng)對(duì)寬負(fù)載變化下進(jìn)行調(diào)節(jié)。

2 仿真分析

根據(jù)空間核電源系統(tǒng)、航天器供電母線與其負(fù)載功率之間的關(guān)系，針對(duì)以上參數(shù)分析和設(shè)計(jì)，仿真參數(shù)見(jiàn)表1。

表1 變換器參數(shù)指標(biāo)Tab.1 Parameters of converter

空間核動(dòng)力的電源系統(tǒng)的輸出電壓為2 000 V、1 kHz 的交流電，而航天器供電母線電壓為100 V 的直流電。針對(duì)以上的分析，采用Matlab 中的Simulink對(duì)以上拓?fù)溥M(jìn)行仿真。輸入電壓和輸入電流波形如圖8 所示，為使電壓電流表達(dá)清晰，已將輸入電壓衰減了125 倍。輸出電壓波形仿真結(jié)果如圖9 所示。

圖8 輸入電壓與輸入電流的仿真結(jié)果Fig.8 Simulation results of the input voltage and the input current

圖9 輸出電壓波形仿真結(jié)果Fig.9 Simulation result of the curve of DC output voltage

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證及結(jié)果

3.1 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

空間核電源系統(tǒng)整流裝置如圖10 所示，由于實(shí)驗(yàn)室條件有限，沒(méi)有能夠產(chǎn)生2 000 V、1 kHz 的實(shí)驗(yàn)設(shè)備，為了實(shí)驗(yàn)需要，增加了升壓變壓器。

圖10 空間核電源系統(tǒng)整流裝置Fig.10 Rectification device in space nuclear power system

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

輸入電壓電流和輸出電壓電流功率的示意圖如圖11 所示。由于實(shí)驗(yàn)條件受限，無(wú)法檢測(cè)功率因數(shù)和諧波含量等實(shí)驗(yàn)要求的指標(biāo)，但從該實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，輸出電壓實(shí)現(xiàn)了穩(wěn)定的12 脈波電壓輸出，該變換器已經(jīng)達(dá)到了高功率因數(shù)輸出的指標(biāo)要求。

圖11 空間核電源系統(tǒng)整流裝置試驗(yàn)結(jié)果Fig.11 Test results of rectification device in space nuclear power system

4 結(jié)束語(yǔ)

本文研究了高降壓比、高功率因數(shù)的空間核電源系統(tǒng)整流裝置。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，對(duì)于輸入交流電流，12 脈波整流器不僅可以降低輸入電流的諧波，還可以降低諧波輸出電壓的幅值和紋波頻率。在本文中，12 脈沖二極管整流還可以有效地減小變換器的尺寸，提高功率密度。而本文使用半橋LLC 諧振變換器大大提高了整體的效率，提高了可靠性。