黃衛(wèi)英

(中國西南電子技術(shù)研究所，成都 610036)

0 引 言

Link16是一種海、陸、空三軍使用的大型綜合戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈，用于美國及北約各國軍隊(duì)，20世紀(jì)90年代初正式裝載平臺(tái)，具有容量大、保密性好、抗干擾能力強(qiáng)、使用靈活、功能齊全等特點(diǎn)，主要用于戰(zhàn)場(chǎng)情報(bào)監(jiān)視、電子戰(zhàn)、任務(wù)管理、武器協(xié)調(diào)、空中交通管制、相對(duì)導(dǎo)航以及語音加密等[1-2]。Link16數(shù)據(jù)鏈在現(xiàn)代信息化戰(zhàn)爭(zhēng)中發(fā)揮著愈發(fā)重要的作用，研究和掌握Link16信號(hào)的偵察處理技術(shù)對(duì)提高軍隊(duì)在現(xiàn)代信息化戰(zhàn)爭(zhēng)中的戰(zhàn)斗力具有重要意義[1,3]。

Link16信號(hào)的檢測(cè)識(shí)別是實(shí)現(xiàn)Link16信號(hào)偵察處理的基礎(chǔ)和關(guān)鍵。目前，國內(nèi)高校及研究所正積極開展關(guān)于Link16信號(hào)的檢測(cè)識(shí)別相關(guān)研究：文獻(xiàn)[4]提出了基于多路并行通道接收機(jī)的多通道輻射計(jì)檢測(cè)法，該檢測(cè)方法對(duì)信號(hào)幅度有較強(qiáng)的適應(yīng)能力，但存在硬件開銷大的問題；文獻(xiàn)[5]提出了一種延時(shí)相乘后分段相關(guān)處理檢測(cè)法，提高低信噪比下的檢測(cè)效果，但是該算法抹去了跳頻圖案所包含的信息，以致檢測(cè)到信號(hào)后無法繼續(xù)對(duì)Link16網(wǎng)絡(luò)中多個(gè)信號(hào)進(jìn)行測(cè)向和分選；文獻(xiàn)[6]提出了一種基于譜圖時(shí)頻分析估計(jì)Link16跳頻信號(hào)參數(shù)的算法，但是Link16信號(hào)具有快速跳頻特點(diǎn)，譜圖時(shí)頻分析法能一次性分析的信號(hào)長(zhǎng)度有限，可能無法滿足實(shí)時(shí)性的要求。因此，簡(jiǎn)單、快速、資源開銷小的Link16信號(hào)檢測(cè)識(shí)別算法具有較高的工程應(yīng)用價(jià)值。

本文借鑒雙滑動(dòng)窗算法在突發(fā)信號(hào)檢測(cè)上的應(yīng)用[7-9]，設(shè)計(jì)了一種基于雙滑動(dòng)窗的自適應(yīng)雙門限Link16信號(hào)檢測(cè)識(shí)別算法。該檢測(cè)識(shí)別算法具有計(jì)算簡(jiǎn)單、實(shí)時(shí)性好、易于工程實(shí)現(xiàn)、檢測(cè)識(shí)別準(zhǔn)確率高的特點(diǎn)。

1 算法設(shè)計(jì)原理

算法的基本處理思路如圖 1所示，采用4個(gè)通道的寬帶數(shù)字接收機(jī)接收Link16信號(hào)，輸出4路寬帶中頻數(shù)據(jù)，對(duì)中頻數(shù)據(jù)進(jìn)行51路的窄帶預(yù)處理得到基帶數(shù)據(jù)，再對(duì)基帶數(shù)據(jù)進(jìn)行Link16信號(hào)檢測(cè)識(shí)別，并記錄檢測(cè)到的信號(hào)相關(guān)參數(shù)。

圖1 Link16信號(hào)偵察處理框圖

1.1 中頻數(shù)據(jù)窄帶預(yù)處理

4通道寬帶接收機(jī)的每個(gè)通道接收機(jī)帶寬均為60 MHz，接收機(jī)射頻中心頻率控制在4個(gè)不同的頻點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)對(duì)Link16信號(hào)跳頻頻點(diǎn)的全覆蓋，輸出中頻數(shù)據(jù)采樣率fs=192 MHz，中頻頻率fIF=140 MHz。假設(shè)每個(gè)通道的接收機(jī)射頻中心頻率用a表示，通道內(nèi)覆蓋Link16頻點(diǎn)個(gè)數(shù)用b表示，覆蓋的Link16信號(hào)跳頻頻點(diǎn)用c表示，Link16信號(hào)跳頻頻點(diǎn)對(duì)應(yīng)的中頻頻率用d表示，4個(gè)通道分別覆蓋的Link16信號(hào)頻點(diǎn)及該通道的接收機(jī)射頻中心頻率設(shè)置如表1所示。

表1 接收機(jī)的4個(gè)通道相關(guān)頻率表

預(yù)處理主要是完成4路寬帶中頻數(shù)據(jù)的基帶正交變換，得到51路基帶IQ數(shù)據(jù)。本文以Link16信號(hào)的51個(gè)跳頻點(diǎn)的任意1個(gè)頻點(diǎn)的預(yù)處理為例，說明預(yù)處理過程。假設(shè)某跳頻點(diǎn)信號(hào)為s[n]，對(duì)應(yīng)的信號(hào)中頻頻率為fIF_sig，則s[n]的表達(dá)式可以寫為

s[n]=A[n]cos(2πfIF_sign/fs+φ[n]) 。

(1)

分別采用兩個(gè)正交本振信號(hào)cos(2πfIF_sign/fs)和sin(2πfIF_sign/fs)對(duì)s[n]進(jìn)行混頻處理，得到兩路輸出：

(2)

sI[n]和sQ[n]經(jīng)過積化和差三角變換，可以得到

(3)

對(duì)sI[n]和sQ[n]進(jìn)行CIC濾波抽取、CIC補(bǔ)償濾波及低通濾波得到基帶的IQ數(shù)據(jù)sBI[n]和sBQ[n]：

(4)

圖2 Link16中頻數(shù)據(jù)預(yù)處理過程

1.2 基于雙滑動(dòng)窗的自適應(yīng)雙門限信號(hào)檢測(cè)識(shí)別

Link16信號(hào)檢測(cè)識(shí)別主要是對(duì)預(yù)處理后的51路基帶信號(hào)進(jìn)行脈沖檢測(cè)，得到脈沖頻率編號(hào)(本文按照Link16信號(hào)的51個(gè)跳頻點(diǎn)從低到高依次編號(hào)為0～50)、脈沖到達(dá)時(shí)間、脈沖幅度、脈寬等參數(shù)，并對(duì)檢測(cè)到的脈沖進(jìn)行脈內(nèi)數(shù)據(jù)頻譜特征分析，然后綜合跳頻頻點(diǎn)特征、相鄰兩跳頻率間隔特征、脈寬特征和脈內(nèi)頻譜特征是否符合Link16波形協(xié)議進(jìn)行Link16信號(hào)識(shí)別。

基于雙滑動(dòng)窗的自適應(yīng)雙門限Link16信號(hào)檢測(cè)算法設(shè)置了兩個(gè)窗長(zhǎng)度均為L(zhǎng)的窗口A和B，分別計(jì)算落入窗口A和B的信號(hào)能量累積量EA和EB如下：

(5)

式中：a(n)是基帶IQ數(shù)據(jù)的模值，

(6)

N為基帶IQ數(shù)據(jù)長(zhǎng)度。

定義r為窗口B和A的能量累積量的比值，即

(7)

窗口A和B在基帶信號(hào)模值a(n)上進(jìn)行逐點(diǎn)滑動(dòng)。當(dāng)窗口A和B只包含噪聲時(shí)，比r(m)趨于恒定，當(dāng)窗口B開始包含脈沖模值時(shí)，r(m)開始增大；當(dāng)窗口B正好全部落入脈沖模值部分、窗口A只包含噪聲模值時(shí)，r(m)取得最大；之后r(m)開始減少，當(dāng)窗口A和B只包含信號(hào)時(shí)，r(m)趨于恒定；當(dāng)窗口B開始落入噪聲部分時(shí)，r(m)開始減小，當(dāng)窗口B正好全部落入噪聲部分時(shí)，r(m)取得最小值，整個(gè)過程如圖 3所示。依據(jù)r(m)設(shè)定自適應(yīng)的脈沖起始位置檢測(cè)門限值thr1和脈沖結(jié)束位置檢測(cè)門限thr2，對(duì)r值進(jìn)行過門限檢測(cè)，則可以實(shí)現(xiàn)對(duì)脈沖信號(hào)的檢測(cè)及脈沖相關(guān)參數(shù)的測(cè)量。

圖3 基于雙滑動(dòng)窗的Link16信號(hào)檢測(cè)示意圖

基于雙滑動(dòng)窗的自適應(yīng)雙門限Link16信號(hào)檢測(cè)識(shí)別算法的具體實(shí)現(xiàn)過程如下：

(1)計(jì)算輸入基帶IQ數(shù)據(jù)的模值，其可以表示為a(n),n=1,2,…,N。

(3)計(jì)算Link16脈沖檢測(cè)的自適應(yīng)雙門限thr1和thr2。雙窗能量比值r(m)只與信號(hào)的信噪比有關(guān)，為了提高脈沖檢測(cè)門限對(duì)不同信噪比信號(hào)的適應(yīng)性，根據(jù)r(m)自適應(yīng)地計(jì)算雙門限thr1和thr2，脈沖起始位置檢測(cè)門限thr1取r(m)的最大值的0.3倍，脈沖結(jié)束位置門限thr2=1.3/thr1。

(4)按照上述門限thr1和thr2，對(duì)r(m)進(jìn)行過門限檢測(cè)，并判斷測(cè)量脈寬是否在6～7 μs范圍內(nèi)，如果成立則記錄該脈沖的脈沖頻率編號(hào)、脈沖到達(dá)時(shí)間、脈寬和脈沖幅度，不成立則進(jìn)行舍棄。

(5)為了減少虛警，剔除上述檢測(cè)到的脈沖中脈沖幅值比最大脈沖幅值小10 dB以上的脈沖并對(duì)到達(dá)時(shí)間相差較小的脈沖進(jìn)行合并。

(6)對(duì)檢測(cè)到的脈沖進(jìn)行脈內(nèi)頻譜特征分析：截取檢測(cè)到的脈沖的脈內(nèi)數(shù)據(jù)進(jìn)行平方譜運(yùn)算，然后在平方譜的±2.5 MHz頻率位置左右一定范圍內(nèi)搜索單頻譜線。另外，計(jì)算檢測(cè)到的脈沖相鄰兩跳頻率間隔絕對(duì)值。

(7)綜合上述分析得到的跳頻頻點(diǎn)特征、相鄰兩跳頻率間隔特征、脈寬特征和脈內(nèi)頻譜特征是否符合Link16波形協(xié)議進(jìn)行Link16信號(hào)識(shí)別。

2 算法仿真分析

為了驗(yàn)證本文設(shè)計(jì)的Link16信號(hào)檢測(cè)識(shí)別算法的性能，采用Matlab對(duì)其進(jìn)行仿真驗(yàn)證。本文根據(jù)Link16通信協(xié)議和表 1的頻段劃分仿真模擬產(chǎn)生接收機(jī)輸出的4路寬帶中頻信號(hào)，中頻采樣率為192 MHz，中頻頻率為140 MHz，數(shù)據(jù)封裝結(jié)構(gòu)為STSP(Standard Single Pulse)結(jié)構(gòu)；脈沖傳輸方式采用單脈沖方式，脈沖周期為13 μs，脈沖寬度為6.4 μs；按照相鄰跳頻頻差在30 MHz以上的原則隨機(jī)產(chǎn)生跳頻圖案，信號(hào)中加入高斯白噪聲，信噪比設(shè)置為10 dB，共產(chǎn)生單個(gè)時(shí)隙258個(gè)脈沖。圖 4是生成的第1路寬帶中頻信號(hào)的一段時(shí)域波形圖。

圖4 第1路寬帶中頻信號(hào)時(shí)域波形圖

圖5是圖4所示的這段寬帶中頻數(shù)據(jù)針對(duì)969 MHz跳頻點(diǎn)進(jìn)行預(yù)處理后的基帶IQ數(shù)據(jù)模值圖。由圖5可知，相鄰信道頻譜交疊而引入的鄰道干擾的脈內(nèi)幅度波動(dòng)比較大，而Link16脈沖信號(hào)脈內(nèi)幅度平坦。進(jìn)行基于滑動(dòng)窗的脈沖檢測(cè)，雙窗能量比值r計(jì)算結(jié)果如圖6所示。從圖6可以看出，Link16脈沖信號(hào)位置的比值r符合圖3的理論分析，而鄰道干擾位置的r值在檢測(cè)到上升沿之后的恒定段波動(dòng)大，因此所測(cè)量脈寬將遠(yuǎn)小于6 μs。另外，圖6中還標(biāo)出了噪聲干擾引起的過門限脈沖，通常所測(cè)的脈寬值也將遠(yuǎn)小于6 μs，因此通過算法中的脈寬篩選條件可以剔除這些虛警。圖6中檢測(cè)到的脈沖信號(hào)的相關(guān)參數(shù)值如表2所示，包括頻點(diǎn)編號(hào)、脈沖起始點(diǎn)位置、脈沖幅度和脈沖寬度。從表2可知，所提檢測(cè)算法能夠有效地實(shí)現(xiàn)Link16脈沖信號(hào)的檢測(cè)。

圖5 預(yù)處理之后的基帶IQ數(shù)據(jù)模值

圖6 雙窗能量累積量的比值

表2 檢測(cè)到的脈沖參數(shù)記錄表

對(duì)51路基帶IQ數(shù)據(jù)均運(yùn)用上述檢測(cè)算法，共檢測(cè)到時(shí)隙內(nèi)256個(gè)脈沖，脈寬測(cè)量均值為6.443 μs，與Link16波形協(xié)議規(guī)定的6.4 μs脈寬值誤差僅為0.044 3 μs。圖7為不同信噪比下的一個(gè)時(shí)隙內(nèi)Link16信號(hào)檢測(cè)脈寬測(cè)量均值。從圖7可知，信噪比在4～15 dB范圍內(nèi)，最大的脈寬測(cè)量均值誤差絕對(duì)值Δt=0.155 3 μs。因此，在信噪比4～15 dB范圍內(nèi)時(shí)，只要脈寬測(cè)量均值誤差絕對(duì)值小于Δt就可以認(rèn)為其符合Link16信號(hào)的脈寬特征。

圖7 不同信噪比下的脈寬測(cè)量均值

選取上述檢測(cè)到的脈沖進(jìn)行脈沖內(nèi)頻譜特征分析，脈內(nèi)數(shù)據(jù)的平方譜如圖8所示。從圖中可以看到，在平方譜的±2.5 MHz頻率處分別存在一根明顯的單頻譜線，這符合Link16信號(hào)在脈內(nèi)采用碼速率為5 Msymbol/s的MSK調(diào)制的典型頻域特性。對(duì)檢測(cè)到的所有256個(gè)脈沖按脈沖到達(dá)時(shí)間排序后計(jì)算相鄰兩跳頻率間隔絕對(duì)值圖，可知相鄰兩跳頻率間隔絕對(duì)值都大于等于30 MHz，符合Link16信號(hào)的寬跳頻特征，圖 9為前100跳的相鄰兩跳頻率間隔絕對(duì)值圖，圖中虛線對(duì)應(yīng)30 MHz。綜合上述分析得到的跳頻頻點(diǎn)特征、相鄰兩跳頻率間隔特征、脈寬特征和脈內(nèi)頻譜特征，可以判定屬于Link16信號(hào)。

圖8 脈內(nèi)數(shù)據(jù)平方譜

圖9 相鄰兩跳頻率間隔絕對(duì)值

為進(jìn)一步探究信噪比對(duì)所提算法性能的影響，本文對(duì)不同信噪比情況下的檢測(cè)識(shí)別性能進(jìn)行了仿真。圖10為不同信噪比下的脈沖檢測(cè)識(shí)別正確率，可以看出，當(dāng)信噪比在7 dB以上時(shí)，脈沖檢測(cè)識(shí)別正確率均可達(dá)95%以上。

圖10 不同信噪比下脈沖檢測(cè)識(shí)別正確率

Link16信號(hào)具有快速跳頻的特征，在實(shí)際工程應(yīng)用中通常選用FPGA對(duì)檢測(cè)識(shí)別算法進(jìn)行實(shí)現(xiàn)。為了分析算法的實(shí)時(shí)處理能力，對(duì)算法的FPGA實(shí)現(xiàn)時(shí)間開銷進(jìn)行預(yù)估。

表3 算法FPGA實(shí)現(xiàn)時(shí)間開銷評(píng)估

設(shè)t0為輸入的待處理數(shù)據(jù)的長(zhǎng)度，則t0=T×M0=3.354 ms。易知t

3 結(jié)束語

本文設(shè)計(jì)了一種基于雙滑動(dòng)窗的自適應(yīng)雙門限Link16信號(hào)檢測(cè)識(shí)別算法，并對(duì)其進(jìn)行了性能仿真分析。仿真結(jié)果表明，本文所提算法具有較好的檢測(cè)識(shí)別性能，為進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)Link16信號(hào)網(wǎng)臺(tái)分選奠定了基礎(chǔ)。

基于本文的Link16信號(hào)檢測(cè)結(jié)果，結(jié)合Link16信號(hào)測(cè)向信息實(shí)現(xiàn)Link16信號(hào)的網(wǎng)臺(tái)分選是下一步值得研究的內(nèi)容。