許繼電源有限公司 劉向立 甘江華 蔡思淇 劉天強(qiáng)

分析模塊化多電平換流器（modular multilevel converter，MMC）的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理，比較采用最近電平逼近調(diào)制（nearest level modulation，NLM）時(shí)Si和SiC功率器件的使用對(duì)電路輸出電壓波形的影響。由于SiC MMC的電路輸出電壓諧波含量高于Si MMC電路，對(duì)SiC MMC提出一種新的調(diào)制策略來(lái)減小其諧波含量，即最近電平逼近調(diào)制與脈沖寬度調(diào)制（pulse width modulation，PWM）相結(jié)合的混合調(diào)制策略。通過(guò)電路仿真驗(yàn)證該混合調(diào)制策略的有效性。

為滿足柔性直流輸電工程逐漸增大的電壓等級(jí)與容量要求，需使用器件性能更優(yōu)良的電力電子器件和更合適的換流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與控制策略。

第三代半導(dǎo)體材料是開(kāi)關(guān)器件研究的重點(diǎn)，與傳統(tǒng)材料如Si、GaAs相比，SiC半導(dǎo)體材料在各個(gè)方面都有很大的優(yōu)勢(shì)：工作的最高溫度更高、耐壓能力更強(qiáng)、開(kāi)關(guān)頻率更高。在克服了SiC器件工藝和制造方面的技術(shù)難點(diǎn)后，研究SiC器件已成為必然的趨勢(shì)。2016年Cree公司制造的10～15 kVSiC MOSFET和15 kVSiC IGBT代表著當(dāng)時(shí)SiC功率器件最高的技術(shù)水平，新型SiC功率器件的研發(fā)在換流器中具有重要作用，有效提高了電壓等級(jí)與容量，降低了電路損耗與工作溫度。

模塊化多電平換流器在降低開(kāi)關(guān)頻率、降低器件參數(shù)要求、降低損耗、提高波形質(zhì)量、增強(qiáng)解決故障的能力、提高模塊靈活性等方面具有很明顯的優(yōu)勢(shì)。隨著開(kāi)關(guān)器件的發(fā)展，在輸出電平數(shù)很多時(shí)，相較于較早出現(xiàn)的載波移相脈寬調(diào)制（CPS-SPWM），最近電平逼近調(diào)制更具優(yōu)勢(shì)，更便于控制，也能大幅度降低系統(tǒng)的損耗。但在相同電壓等級(jí)下，電平數(shù)減少時(shí)階梯波的逼近效果變差，諧波含量增多，需要對(duì)其控制方式進(jìn)行優(yōu)化。將NLM與PWM控制相結(jié)合，在NLM調(diào)制的階梯波基礎(chǔ)上額外增加子模塊進(jìn)行高頻的PWM調(diào)制，兩者疊加成新的信號(hào)控制開(kāi)關(guān)器件的通斷，可有效保證輸出電壓波形質(zhì)量。

1 MMC的工作原理

1.1 MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

如圖1所示為三相模塊化多電平換流器的主電路拓?fù)鋱D。

圖1中，兩端分別為三相交流端和直流端，O為零電位參考點(diǎn)，每一個(gè)橋臂串聯(lián)N個(gè)子模塊和一個(gè)電抗器，可以對(duì)橋臂電流進(jìn)行濾波處理，將階梯波轉(zhuǎn)換為正弦波，在一定程度上還能抑制相間環(huán)流，降低橋臂上沖擊電流對(duì)電路的影響。

1.2 子模塊工作原理

MMC的子模塊主要有半橋及全橋兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖2所示。

以半橋子模塊為例進(jìn)行分析，s、m兩個(gè)端口分別與上下級(jí)子模塊串聯(lián)。根據(jù)器件的通斷可將半橋子模塊的工作狀態(tài)分為3種：

（1）投入狀態(tài)：驅(qū)動(dòng)信號(hào)控制VT1導(dǎo)通，VT2關(guān)斷，VD2處于關(guān)斷狀態(tài)。輸出電壓uc。

（2）驅(qū)動(dòng)信號(hào)控制VT1關(guān)斷，VT2導(dǎo)通，VD1處于關(guān)斷狀態(tài)。子模塊輸出電壓為0。

（3）閉鎖狀態(tài)：驅(qū)動(dòng)信號(hào)控制VT1和VT2都關(guān)斷。MMC正常工作時(shí)不會(huì)出現(xiàn)此情況。

圖1 MMC的基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖2 半橋子模塊和全橋子模塊的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

1.3 三相MMC的工作原理

對(duì)于三相MMC電路，僅考慮各橋臂子模塊的作用，忽略電抗器的濾波作用，在正常運(yùn)行時(shí)要滿足：

式中uap、uan、ubp、ubn、ucp、ucn分別為a、b、c三相上下橋臂電壓，Udc為直流母線電壓。

若MMC中a相上下橋臂各有N個(gè)子模塊（N通常為偶數(shù)），輸出交流電壓最多有N+1個(gè)電平。上下橋臂投入子模塊數(shù)量滿足：

式中nap、nan分別為a相上下橋臂投入子模塊數(shù)。

MMC交流輸出電壓Uj與直流電壓Udc的關(guān)系還能用調(diào)制比m表示：

2 混合調(diào)制策略

因MMC常用于高壓大容量環(huán)境，串聯(lián)子模塊數(shù)很多，常采用最近電平逼近的調(diào)制方法。圖3為進(jìn)行NLM控制的算法示意圖。

圖3 NLM控制方式

圖3中uref為橋臂電壓參考波，Uc為子模塊中電容器電壓的平均值，通過(guò)該算法可得到呈階梯變化的橋臂電壓。因同相中上下橋臂電壓互補(bǔ)，可得如圖4所示單相輸出交流電壓變化情況。

圖4 NLM調(diào)制的交流輸出電壓

圖4中，Udc為直流電壓，uj為交流輸出電壓，uj*(t)為j(j=a，b，c)相調(diào)制波，θ1、θ2、···、θi分別為第i個(gè)電平階躍的電角度。

t=0時(shí)，上下橋臂各投入N/2個(gè)子模塊，交流輸出電壓uj=0。uj*(t)隨時(shí)間變化從0開(kāi)始增大時(shí)，上橋臂逐漸切除子模塊，下橋臂逐漸投入子模塊，保持一相投入總數(shù)不變。

上下橋臂投入的子模塊數(shù)可分別表示為：

圖5 NLM+PWM控制方式

式（4）、（5）中，round(x)表示取離x最近的整數(shù)。njp和njn的取值在[0，N]范圍內(nèi)。

由圖4可知NLM調(diào)制輸出的電壓電平數(shù)越少，對(duì)正弦波的擬合程度越差，諧波含量越高。MMC電路中，由于SiC器件耐壓能力比Si器件高，在相同電壓等級(jí)下SiC MMC輸出階梯波的電平數(shù)會(huì)大幅度降低，諧波含量增多。為解決此問(wèn)題，可在NLM調(diào)制的基礎(chǔ)上結(jié)合PWM控制進(jìn)行混合調(diào)制，圖5為混合調(diào)制策略的計(jì)算方法。

將MMC調(diào)制波與階梯波相減得到的波形作為新的參考波與PWM載波比較，得到一組圖6所示脈寬受參考波控制的波形UPWM，該橋臂中受NLM控制處于投入狀態(tài)的子模塊工作狀態(tài)不變，在處于切除狀態(tài)的子模塊中選擇一個(gè)子模塊受到信號(hào)UPWM的控制，使得該子模塊在PWM的控制下在一個(gè)階梯時(shí)間內(nèi)進(jìn)行多次投切。

圖6 PWM調(diào)制輸出控制信號(hào)

圖7 NLM+PWM調(diào)制輸出波形

PWM控制的子模塊輸出電壓與階梯波相疊加便可得到如圖7所示單個(gè)橋臂中NLM+PWM混合調(diào)制的波形。

進(jìn)行PWM調(diào)制的子模塊開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)大于受NLM調(diào)制控制的子模塊。與調(diào)制波相比，疊加了PWM控制的后的輸出電壓波形更加接近調(diào)制波的形狀，階梯波與調(diào)制波存在差值的部分用脈沖寬度不同的方波代替，經(jīng)過(guò)濾波器的作用，波形的總諧波畸變率大大減小，即可得到一個(gè)足夠理想的正弦波形。

圖8 Si器件，NLM調(diào)制的橋臂電壓

圖9 SiC器件，NLM調(diào)制的橋臂電壓

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

使用simulink對(duì)MMC的調(diào)制策略進(jìn)行仿真。仿真分以下三種情況：

（1）使用Si IGBT和NLM調(diào)制。

（2）使用SiC IGBT和NLM調(diào)制。

（3）使用SiC IGBT和NLM+PWM調(diào)制。

仿真參數(shù)：直流電壓設(shè)為160kV，交流輸出電壓為128kV，基波頻率為50Hz，調(diào)制比為0.8。Si IGBT器件耐壓為3.3 kV，SiC IGBT器件耐壓為15kV。Si MMC中每個(gè)子模塊電容電壓設(shè)為1.6kV；SiC MMC中每個(gè)子模塊電容電壓設(shè)為7.5kV。

因單相中兩橋臂電壓互補(bǔ)，可用橋臂電壓濾波后波形的諧波含量代表輸出電壓諧波含量。

三種情形下仿真結(jié)果如圖8-圖10所示。

圖10 SiC器件，NLM+PWM調(diào)制的橋臂電壓

使用SiC IGBT和NLM+PWM調(diào)制時(shí)諧波含量不僅取決于電平數(shù)，還取決于三角載波頻率，如表1所示。

表1 THD與三角載波頻率的關(guān)系

由以上仿真結(jié)果可得以下結(jié)論：

（1）由圖8圖9可知，在NLM調(diào)制策略下，Si MMC橋臂電壓有101個(gè)電平，濾波后諧波含量為0.25%，SiC MMC橋臂電壓有18個(gè)電平，濾波后諧波含量為2.7%。使用SiC器件的電路輸出電壓諧波含量明顯增大，波形質(zhì)量差。

（2）由圖9圖10可知，對(duì)于SiC MMC電路，在NLM+PWM調(diào)制策略下，經(jīng)濾波后橋臂輸出電壓波形質(zhì)量明顯提升，THD減小，混合調(diào)制策略在減小SiC MMC諧波含量方面有明顯優(yōu)勢(shì)。

（3）由圖8圖10和表1可知，PWM的三角載波頻率對(duì)THD影響較大，載波頻率越大，輸出電壓諧波含量越小。當(dāng)疊加的三角載波頻率為40kHz時(shí)，THD=0.22%，與使用Si器件的MMC的THD近似。

結(jié)論：本文具體分析了MMC的基本工作原理，在MMC控制技術(shù)的優(yōu)化中，主要研究了不同器件或不同控制方式對(duì)電壓諧波含量的影響。在仿真時(shí)研究對(duì)象是橋臂電壓，橋臂電壓諧波含量便可代表交流輸出電壓諧波含量，系統(tǒng)設(shè)定電壓不變，對(duì)比使用器件不同和NLM調(diào)制優(yōu)化前后電壓波形的THD，結(jié)合典型案例中試驗(yàn)所得結(jié)果，可明顯看出調(diào)制方式優(yōu)化后波形THD下降，說(shuō)明SiC MMC的優(yōu)化控制策略在提高波形質(zhì)量方面有很大優(yōu)勢(shì)。由于換成SiC器件后MMC中使用的器件總數(shù)會(huì)大幅度減少，換流器的體積和制作成本也會(huì)相應(yīng)的減小。