朱 騰，周位強，戚 瑩

（浙江中控技術股份有限公司，杭州310053）

CAN 現(xiàn)場總線是支持分布式控制及實時控制的串行通信網(wǎng)絡，具有可靠性高、實時性好、價格低、容易實現(xiàn)等優(yōu)點，在工業(yè)控制方面被廣泛應用。其通信的波特率可高達1 Mbps、最遠傳輸距離可達10 km 以上[1]。在工業(yè)控制領域，為了滿足高集成、高密度的發(fā)展需求，CAN 總線被集成到PCB 內(nèi)部。本研究的目的在于優(yōu)化PCB 設計使其在性能、成本方面能夠優(yōu)于傳統(tǒng)絞線。

1 研究對象

本文研究對象如圖1 所示，CAN 鏈路系統(tǒng)由7塊PCB（6 條長度為1.2 m，寬度0.1 m 和1 條長度為0.6 m，寬度0.1 m）和6 條DB 線（2 條2 m，3 條0.8 m，1 條2.4 m）構(gòu)成。PCB 采用迂回走線，總長度為15.6 m，DB 總長度為8.8 m。

2 ACK 時序分析

CAN 總線采用多主通信模式、非破壞式總線仲裁機制。以標準數(shù)據(jù)幀為例，從結(jié)構(gòu)上看分成7 段，分別為起始段、仲裁段、控制段、數(shù)據(jù)段、CRC 校驗段、ACK 應答段、幀結(jié)束段，如圖2 所示。

圖1 CAN 總線鏈路圖Fig.1 CAN bus link diagram

圖2 CAN 標準數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)Fig.2 CAN standard data frame structure

ACK 應答段包括應答間隙和應答界定符兩部分。CAN 總線上的發(fā)送節(jié)點發(fā)送報文時，在ACK 應答場段發(fā)送兩個“隱性”位。當接收節(jié)點正確地接收到有效的報文，接收節(jié)點就會在應答間隙期間向發(fā)送節(jié)點發(fā)送一“顯性”的位以示應答。發(fā)送節(jié)點在應答間隙期間接收到接收節(jié)點發(fā)送的“顯性”位時則認為接收節(jié)點正確接收報文，否則判斷接收失敗進入重發(fā)階段。

CAN 總線協(xié)議規(guī)定，數(shù)據(jù)位時間分為四段（如圖3 所示）：同步段（Sync_Seg）、傳播時間段（Prop_Seg）、相位緩沖段1（Phase_Seg1）、相位緩沖段2（Phase_Seg2），每個段由特定數(shù)量的時間量子組成，時間量子由CAN 時鐘和波特率決定。CAN 控制器在數(shù)據(jù)位相位緩沖段1 進行采樣，通過調(diào)整每段的時間可控制實際采樣時間點[2]。

根據(jù)圖3 可以清楚看到，CAN 總線中的一個位時間由TQ、TSEG1 和TSEG2 這三部分組成：

假設通過配置寄存器，使：

圖3 標準比特時間Fig.3 Nominal bit time

那么CAN 總線需要傳輸一個比特位所花的時間為BitTime，1 s 內(nèi)傳輸?shù)谋忍匚粩?shù)，即波特率為

一個時間單位由TQ、TSEG1 和TSEG2 組成，同時在確定時間時，需滿足以下規(guī)則：

式中：IPT 為信息處理時間，相當于位讀取操作所需要的時間，IPT 約為2TQ。

式中：SJW 為同步跳轉(zhuǎn)寬度。CAN 模塊在對每一個位采樣時，可以選擇使用對這個位采樣3 次，取多數(shù)值的方法，也可以選擇只采樣一次作為采樣值的方法。如果選擇3 次采樣模式，那么必須選擇Brpreg≥4。

3 CAN 最大傳輸距離計算實例

總線拓撲如圖4 所示。CPU 型號：AM3352ZCZD72；CPU 時鐘頻率：300 MHz；CAN 收發(fā)器：TJA1050 TXD-＞RXD）Min 40 ns Max 220 ns；Bus Line：總線傳輸延時5 ns/m。

以節(jié)點A 發(fā)送，節(jié)點B 接收為例，從CAN 報文發(fā)出開始，到接收到ACK 應答，整個應答回路延時為

圖4 CAN 總線拓撲圖Fig.4 CAN bus topology

期間報文經(jīng)過4 次TJA1050 收發(fā)器，兩次傳輸線，因此提高傳輸距離必須對各個節(jié)點的延時時間進行分析。

從硬件datasheet 可知系統(tǒng)時鐘SYCLK=300 MHz，CAN 波特率設定為BaudRate=1 MHz， 軟件設置如圖5 所示。

圖5 比特時間參數(shù)設置Fig.5 Bit time parameter setting

計算得Brpreg=29，CAN 收發(fā)芯片TJA1050 最小延時為40 ns，最大延時為220 ns；芯片AM3352ZCZD72延時最小值4 ns，最大值17.12 ns。由于數(shù)據(jù)手冊的最大、最小值差異太大，所以通過示波器測試卡件延時：

比特時間：

在本案例中，采用兩種方式提高CAN 總線的傳輸距離：①選擇介電常數(shù)較小的PCB，線纜傳輸速度越快，相同時間下傳輸?shù)木嚯x越遠；②通過軟件合理的配置TSEG1 和TSEG2， 提高采樣值SP 提高通訊距離。

4 PCB 介電常數(shù)和傳輸距離分析

PCB 的表層走線和內(nèi)層走線的介電常數(shù)不同會引起傳輸距離不同，本文從這兩個情況進行分析。

4.1 帶狀線介電常數(shù)和傳輸延遲分析

電荷在不同介質(zhì)中傳輸速度的方程：

式中： μ0=1.257×10-6H/m；ε0=8.854×10-12F/m；εr是相對介電常數(shù)；μr是相對磁導率。

TD 對應的不同介電常數(shù)下的PCB 內(nèi)層導線傳輸延遲如圖6 所示。

圖6 PCB 內(nèi)層導線傳輸延遲Fig.6 PCB inner wire transimission delay

高頻板材相對介電常數(shù)一般在2～3 之間，高速板材相對介電常數(shù)一般在3～4 之間，普通板材相對介電常數(shù)一般在4～4.6 之間， 電纜線5.5 ns/m 等效介電常數(shù)為2.718。

PCB 內(nèi)層走線需要高頻板材才能達到與傳輸線相同的效果，但高頻板材價格比FR4 普通板材高近10 倍，并且板材較脆，不適合在工程中應用。

4.2 PCB 表層走線傳輸延遲分析

微帶線的等效介電常數(shù)表達如下：

式中：εeff為等效介電常數(shù)；w 為PCB 走線寬度。

差分阻抗120 Ω約束，PCB 走線寬度w=0.3 mm，介質(zhì)層厚度h=0.488 mm，表層PCB 走線結(jié)構(gòu)如圖7所示。

圖7 PCB 表層差分線結(jié)構(gòu)Fig.7 Surface difference line structure of PCB

PCB 表層走線的傳輸延遲曲線如圖8 所示。

圖8 PCB 表層導線傳輸延遲Fig.8 Surface wire transimission delay of PCB

電纜線5.5 ns/m 等效介電常數(shù)為3.2，要達到相同效果PCB 表層走線需采用高速板材。高速板材成本約為普通板材的1.5 倍，強度方面也有保障。在本例中采用臺耀的TU-872SLK 板材。

5 PCB 導體厚度和傳輸距離的關系

國際標準ISO/DIS-11898 提供了直流電壓參數(shù)、終端電阻與波特率近似值這三個指標的參考值，如表1 所示[3]。

表1 與傳輸線長度相關的電纜直流參數(shù)推薦值Tab.1 Recommended values for cable DC parameters related to transmission line length

接收節(jié)點有一定的電平識別范圍，CTM1051M的CAN 接口典型參數(shù)如表2 所示。節(jié)點輸入顯性電平應大于0.9 V。ISO11898 中，總線上的任意點的最小電平應大于1.2 V，組網(wǎng)時我們應使差分電壓大于此值[4]。

表2 ISO11898 高速CAN 電平定義Tab.2 ISO11898 the definition of high speed CAN level

CAN 總線等效電路，如圖9 所示。

圖9 CAN 總線等效電路Fig.9 CAN bus equivalent circuit

根據(jù)等效電路，我們可以調(diào)整的參數(shù)有終端電阻RT、發(fā)送節(jié)點電壓VOUT、總線有效電阻RW。組網(wǎng)等效電路如圖10 所示。

圖10 組網(wǎng)等效電路Fig.10 Network equivalent circuit

根據(jù)圖10 等效電路圖RI//0.5RT=60 Ω，歐姆定律分壓原理：

式中：CAN 差分線阻抗120 Ω；阻抗連續(xù)性RI//0.5RT=120 Ω 的1/2；RW 為傳輸線等效電阻RW≦20 Ω。

式中：Rpcb為PCB 導線電阻；ρ 為銅電導率0.0175；L為PCB 導線長度15.6 m；w 為線寬0.3 mm。

銅箔厚度對應的阻值如圖11 所示。CAN 線傳輸在15.6 m 情況下，用1.5 OZ 的銅厚，對應的阻值17.33，小于18.2 Ω，滿足設計要求，同時也是性價比最高。

圖11 銅箔厚度對應的阻值Fig.11 Resistance corresponding to the thickness of copper foil

6 實例應用

在本項目實際應用中，信號在PCB 長距離傳輸后，由于邊沿太緩和幅值不夠，我們進行了一次改板，理論數(shù)據(jù)分析如表3 所示。為方便描述定義改板前的PCB 為A，改板后的PCB 為B。

表3 A/B 板參數(shù)分析Tab.3 Comparison before and after board modification

通過測試A 板發(fā)送端和接收端的波形查看波形延遲時間。實測波形如圖12 所示， 延遲時間為190 ns。

圖12 A 板延遲遲時間Fig.12 Delay time before plate modification

通過測試B 板發(fā)送端和接收端的波形查看波形延遲時間。實測波形如圖13 所示， 延遲時間為160 ns。

圖13 B 板延遲時間Fig.13 Delay time after plate modification

通過圖12 和圖13， 說明板材的更換和內(nèi)層調(diào)整到表層兩個措施延遲時間可以縮小30 ns。進一步對A 板和B 板接收端上升沿分別進行波形測量，如圖14 和圖15 所示。

圖14 A 板前單端0～500 mV 時間90 nsFig.14 Single end 0～500 mv tie 90 ns before plate modification

圖15 B 板前單端0～500 mV 時間36 nsFig.15 Single end 0～500 mv time 36 ns before plate modification

實測數(shù)據(jù)上升沿從90 ns 縮小為36 ns，降沿時間明顯縮短，結(jié)合圖4 分析，傳輸時間最大值為225 ns。

改板前導線延遲時間190 ns、芯片需要在35 ns內(nèi)完成波形識別，圖14 可知波形上升沿時間為90 ns，35 ns 內(nèi)無法完成波形的傳輸，和實測發(fā)現(xiàn)最遠端機架頻繁出現(xiàn)丟包的現(xiàn)象一致。改板后導線延遲時間160 ns 需要在65 ns 內(nèi)完成波形識別，圖15 可知波形上升沿時間為36 ns，有29 ns 的裕量，波形可以得到有效的傳輸。

7 結(jié)語

CAN 總線傳輸線設計需要在信號的時序、阻抗兩個方面都進行分析。CAN 的傳輸需要傳輸線RW≤20 Ω，并在滿足差分阻抗120 Ω 的前提下，使走線盡量寬，銅箔盡量厚，才能讓信號得到有效的傳輸。本文通過在設計階段利用軟件合理分配TSEG1 TSEG2 來調(diào)整SP， 選擇盡量小的延遲時間的芯片來提高傳輸距離。并通過調(diào)整PCB 用微帶線、選用介電常數(shù)小的板材來提高傳輸距離。在實際工程項目中可以用本文的方法進行理論評估，計算和實測精度可達到95%，提高設計一次性的成率。