廖鴻飛，龍濤元,2

（1.中山火炬職業(yè)技術學院，廣東 中山 528400；2.華南農(nóng)業(yè)大學，廣東 廣州 510642）

0 引 言

由于諧振變換器中的主功率器件不需要輔助元件就能實現(xiàn)軟開關功能，具有較高的效率，因此在LED電源、通信電源以及電動汽車充電等裝置中獲得了廣泛應用。由于基本的串聯(lián)諧振變換器和并聯(lián)諧振變換器無法兼顧較好的負載調(diào)節(jié)和較小的輕載環(huán)流，因此應用中一般采用串并聯(lián)諧振變換器[1]，如LLC和LCC諧振變換器拓撲結(jié)構(gòu)。但是，當負載和輸出電壓變化時，LLC諧振變換器的開關頻率變化范圍較大，不利于變壓器的設計及效率優(yōu)化。因此，在負載變化較大或?qū)捿敵鲭妷簣龊希琇CC諧振變換器得到了越來越多的關注[2,3]。

LCC諧振變換器有電感輸出濾波和電容輸出濾波兩種拓撲結(jié)構(gòu)。由于電容輸出濾波的LCC諧振變換器輸出二極管能實現(xiàn)零電流關斷且結(jié)構(gòu)簡單，因此電容輸出濾波是目前應用最廣泛的一種拓撲結(jié)構(gòu)[4-7]。在控制策略方面，LCC諧振變換器有定頻移相控制、變頻控制以及移相控制和變頻控制結(jié)合的混合控制策略。由于定頻移相控制方式在輕載時難以實現(xiàn)軟開關功能，因此變頻控制策略成為了LCC諧振變換器的主要控制方式[8-12]。

當LCC諧振變換器工作于變頻模式時，諧振網(wǎng)絡阻抗特性將隨著頻率的變化而變化。而以MOSFET為主功率器件的LCC諧振變換器要實現(xiàn)零電壓開通，需要諧振網(wǎng)絡工作在感性區(qū)間，即電流滯后于電壓。為了確保功率開關管在滿載時能實現(xiàn)零電壓開通，通常在參數(shù)設計時預先設置較大的阻抗角，使LCC諧振變換器的諧振網(wǎng)絡呈現(xiàn)感性，而諧振阻抗角過大會導致諧振網(wǎng)絡有較大的無功環(huán)流，降低了LCC諧振變換器的效率[13-15]。歐偉麗等提出了一種以輸入阻抗角為限定條件的參數(shù)設計方法，但是采用了占空比和變頻控制相結(jié)合的控制策略，控制方式復雜[16]。

本文分析變頻控制的LCC諧振變換器的交流等效模型及其阻抗特性，通過分析得出LCC諧振變換器在負載減小時其阻抗角變大的特性，提出了變換器在最大負載時諧振網(wǎng)絡阻抗角為0°的設計方法，減小了阻抗角和無功環(huán)流，提高了變換器效率。此外，使用該方法設計了150 W LCC諧振變換器，并采用SIMPLIS仿真軟件對其進行了驗證。

1 電容輸出濾波的LCC諧振變換器工作原理

低壓輸出的應用場合中，通常采用如圖1所示的半橋LCC諧振變換器結(jié)構(gòu)。功率開關管Q1和Q2構(gòu)成半橋電路，以50%占空比的互補方式驅(qū)動；Ls、Cs、Cp構(gòu)成諧振網(wǎng)絡；二極管D1和D2構(gòu)成次級側(cè)全波整流結(jié)構(gòu)；變壓器匝比為n；Co為輸出濾波電容；Ro為負載電阻。

圖1 LCC諧振變換器拓撲結(jié)構(gòu)

該結(jié)構(gòu)的工作波形如圖2所示。其中，Va為Q2的DS間電壓，即半橋中點電壓，虛線為其基波成分；ir為諧振電流；φ為其滯后于半橋中點電壓的角度，也就是阻抗角；vcp為并聯(lián)諧振電容Cp上的電壓；iTP為變壓器原邊的電流，θ為副邊二極管的導通角。

圖2 LCC諧振變換器工作波形

（1）模態(tài) 1（t0～t1）。當Q1導通后，Q2的DS間電壓Va為輸入電源電壓，諧振網(wǎng)絡在輸入電壓作用下開始諧振，在t0時刻諧振電流過零，諧振電流開始給并聯(lián)諧振電容Cp充電，在t1時刻并聯(lián)諧振電容Cp的電壓上升到nVo。

（2）模態(tài)2（t1～t2）。在t1時刻，變壓器原邊電壓上升到nVo，D1正偏導通，Cp兩端電壓被輸出電壓鉗位，Ls、Cs與負載形成諧振，輸入電源的能量通過諧振網(wǎng)絡傳遞給負載。

（3）模態(tài)3（t2～t3）。Q1關斷，Q2導通，此時Ls、Cs與負載形成諧振，諧振網(wǎng)絡中的能量傳遞給負載。在t3時刻諧振電流到零，D1截止，諧振電流開始給諧振電容Cp反向充電。

（t3～t6）為變換器的另一半周期，工作原理與前半個周期相似，不再詳述。

從圖2的波形可以看出，阻抗角φ越大，諧振網(wǎng)絡中的無功功率越大，無功環(huán)流造成的損耗將增大，不利于變換器的諧振參數(shù)優(yōu)化。

2 LCC諧振變換器諧振網(wǎng)絡參數(shù)優(yōu)化

2.1 LCC諧振變換器的等效電路

由圖2的波形可知，變壓器的原邊電壓電流都不是正弦波[17]。根據(jù)基波近似法，變壓器一次側(cè)電壓滯后一次側(cè)電流，因此變壓器二次側(cè)可等效為一個RC并聯(lián)電路折算到一次側(cè)[13]，等效電路如圖3所示。

圖3 LCC諧振變換器交流等效電路

圖3中，Vab為諧振網(wǎng)絡輸入的交流電壓，Re和Ce為副邊折算到原邊的交流等效負載，計算公式為：

因此，由交流等效電路可以得到LCC諧振變換器的增益關系為：

2.2 LCC諧振變換器的工作特性分析

由式（3）可以繪出LCC諧振變換器的增益特性曲線。圖4為當k=1時的增益曲線。由增益曲線可以看到，Qs曲線的頂點為該負載下變換器能達到的最大增益。隨著負載增加即Qs增加時，對應的Qs曲線峰值下降。當Qs曲線的峰值正好與所需的增益Mn相交時，此時的Qs是變換器能滿足增益要求的最大Qs值。如圖4中的a點，此時變換器諧振網(wǎng)絡的阻抗角正好為0°，對應的開關頻率最低。隨著負載減小，Qs降低，頻率升高，如當Qs=1時，變換器將工作于圖4中的b點。

圖4 半橋LCC諧振變換器的增益曲線

LCC諧振變換器的阻抗角隨頻率變化的曲線如圖5所示?？梢钥吹?，在變換器滿載的工作點a處的阻抗角為0°。當負載減輕，頻率升高，諧振網(wǎng)絡阻抗角將增大，工作點b點的阻抗角將大于0°，諧振網(wǎng)絡呈現(xiàn)感性，能使變換器的開關管實現(xiàn)ZVS。從圖5還可以看到，當變換器輕載時，諧振網(wǎng)絡阻抗角將接近90°，諧振網(wǎng)絡將有大量的無功環(huán)流。因此，LCC諧振變換器參數(shù)設計時，應使變換器工作于最大負載的峰值增益處，即圖4中的a點，此時變換器的無功環(huán)流最小。因此，令最大負載時φ=0，由式（5）得到系統(tǒng)無功環(huán)流最小的條件為：

式中，fn為最小的歸一化頻率，其中約束條件為：

由于fn和λ還需要滿足式（3）的增益條件，將式（6）代入式（3），可得：

圖5 LCC諧振變換器輸入阻抗角與頻率之間的關系

2.3 無功環(huán)流最小的LCC諧振網(wǎng)絡參數(shù)設計

由分析可以得到LCC諧振變換器的諧振網(wǎng)絡參數(shù)設計步驟。

（1）根據(jù)輸入輸出電壓要求，由式（3）計算所需的增益M，設置電容比λ；

（2）將參數(shù)代入式（8），得到最大負載對應的歸一化頻率fn，根據(jù)需要調(diào)整步驟（1）中的電容比λ，使最大負載時的工作頻率在期望范圍內(nèi)；

（3）將fn、λ等參數(shù)代入式（6），得到阻抗角為0°時的Qsmax；

（7）根據(jù)式（9）得到變壓器匝比。

3 仿真驗證

為驗證該設計方法的可行性，采用該方法設計了一個150 W LCC諧振變換器。變換器正常滿載電流為2.8 A?？紤]瞬時過載等因素，設置允許最大過載電流為3.5 A，并按照在3.5 A時阻抗角為0°進行參數(shù)設計，如表1所示。

圖6為半橋下管的Vds和諧振電流ir的仿真波形。其中，圖6（a）為輸出負載為2.8 A時的波形，可以看到開關周期為16 μs，電流過零點滯后于中點800 ns，換算成角度為電流滯后于電壓18°；圖6（b）是輸出負載為3.5 A時的波形，此時諧振電流過零點和電壓波形的相位一致，即此時阻抗角為0°，S1和S2在零電壓開通的臨界點上，如果再增大負載，變換器將進入硬開關狀態(tài)，驗證了本文提出的設計方法的正確性。

表1 150 W LCC諧振變換器參數(shù)

圖6 仿真波形

4 結(jié) 論

LCC諧振變換器的開關頻率隨負載的變化較小，有利于變壓器等元件的設計與優(yōu)化，但阻抗角所引起的無功環(huán)流將影響LCC諧振變換器的效率。本文以最大負載電流時0°阻抗角為約束條件，設計了LCC諧振變換器的諧振網(wǎng)絡參數(shù)優(yōu)化方法，并通過仿真驗證了正常負載時可以有效減小阻抗角，從而減小無功環(huán)流，提高變換器效率。本文的設計方法對電容輸出濾波的LCC諧振變換器設計提供了借鑒，將推動LCC諧振變換器在LED電源、通信電源以及充電電源等場合的應用。