李 翔，王亞蘭，倪子恒，羅 雄，張 進(jìn)，沃江海，王安樂，杜詩睿，彭小牛

（1. 湖北大學(xué) 鐵電壓電材料與器件實(shí)驗(yàn)室，湖北 武漢430062；2. 空軍預(yù)警學(xué)院，湖北 武漢430019）

1 引 言

隨著微波成像技術(shù)在軍事領(lǐng)域和民用領(lǐng)域的作用不斷增大［1-3］，對成像精度的要求也越來越高。 傳統(tǒng)的電子技術(shù)受到信號帶寬的限制，但是，微波光子學(xué)卻能突破電子領(lǐng)域的帶寬限制［4-5］，使雷達(dá)系統(tǒng)能夠接收和傳輸超寬頻、高頻率、低噪聲的微波信號。將射頻信號（Radio-Frequency，RF）轉(zhuǎn)換為中頻信號是雷達(dá)數(shù)據(jù)處理的基本步驟［6-7］，所以，微波下變頻技術(shù)是微波光子雷達(dá)系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)之一。

目前，人們提出了多種基于微波光子學(xué)的頻率下變頻技術(shù)［8，22］。FANG 等使用2 GHz 的光頻率梳（Optical Frequency Comb，OFC）能將頻率為2～20 GHz 的RF 信號轉(zhuǎn)換為0～1 GHz 的IF信號，該方法靈活性高，易于實(shí)現(xiàn)，但需要一個(gè)低頻可調(diào)諧微波源。除了OFC 之外，還可以使用光電振蕩器（Optoelectronic Oscillators，OEO）來實(shí)現(xiàn)下變頻［9］，使用MZM 去實(shí)現(xiàn)下變頻也是一個(gè) 很 好 的 方 法［10，12］。ZHU 等 采 用 雙 驅(qū) 動 雙 并 聯(lián)馬赫-曾徳爾調(diào)制器來實(shí)現(xiàn)下變頻，WANG 等使用兩個(gè)馬赫-曾德爾調(diào)制器進(jìn)行級聯(lián)用于微波下變頻，這兩個(gè)方案都通過載波抑制來提高轉(zhuǎn)換效率。

本文提出并仿真驗(yàn)證了一個(gè)基于級聯(lián)馬赫-曾徳爾調(diào)制器的寬帶下變頻方案。在輸出端，通過改變MZM1 的偏置點(diǎn)和調(diào)制指數(shù)，可分別獲得二倍頻、四倍頻和六倍頻信號，并且，倍頻信號通過電延遲傳輸后來模擬目標(biāo)的返回信號。在接收端，MZM2 工作在正交偏置點(diǎn)對多倍頻光延遲信號進(jìn)行調(diào)制。通過低通濾波器來獲得帶有目標(biāo)距離信息的中頻信號。對方案進(jìn)行模擬仿真進(jìn)一步驗(yàn)證了該方法的有效性，驗(yàn)證了目標(biāo)距離與中頻信號之間的關(guān)系。該方法可進(jìn)一步應(yīng)用于雷達(dá)系統(tǒng)的寬帶成像系統(tǒng)。

2 工作原理

圖1 寬帶微波下變頻原理Fig. 1 Schematic of broadband microwave frequency down-conversion method

圖2 LFM 信號產(chǎn)生模塊原理Fig. 2 Principle schematic of LFM signal generation module

圖3 LFM 信號產(chǎn)生模塊產(chǎn)生的LFM 信號Fig. 3 LFM signal generated by LFM signal generation module

提出的寬帶微波下變頻方案如圖1 所示。該方案由發(fā)射端和接收端兩部分組成。在發(fā)射端產(chǎn)生LFM 信號，LFM 信號產(chǎn)生模塊原理如圖2所示，該模塊由兩個(gè)并聯(lián)的頻率調(diào)制器組成，上面的頻率調(diào)制器通過一個(gè)鋸齒波來調(diào)制，下面的頻率調(diào)制器被恒頻偏移信號調(diào)節(jié)。LFM 信號帶寬為1. 46 GHz，中心頻率為5. 43 GHz，如圖3 所示。然后，將LFM 信號發(fā)送到MZM1 的射頻端口來調(diào)制光信號的強(qiáng)度。這里以六倍頻為例進(jìn)行理論推導(dǎo)。通過將MZM1 偏置于零點(diǎn)，對信號進(jìn)行載波抑制奇數(shù)邊帶調(diào)制，同時(shí)，通過改變LFM 信號的幅度使MZM1 的調(diào)制指數(shù)β1≈3.831 4，載波的一階邊帶會被抑制。MZM1的 調(diào) 制指數(shù)β1= πVRFVπ1，其中Vπ1為MZM1的半波電壓，VRF是LFM 信號的幅度。使用光濾波器去消除正負(fù)五階邊帶以及更高的邊帶。這樣就導(dǎo)致只有正負(fù)三階邊帶會被傳輸?shù)焦怆娞綔y器（Photodetector，PD）。輸入PD 的信號被表示為：

其中：ω0，T和K0分別為LFM 信號的中心頻率、時(shí)間周期和啁啾率，El和ωl分別是激光器發(fā)射的光信號的振幅和角頻率，J3(β1) 是第一類貝塞爾函數(shù)的(2n- 1)nd階函數(shù)。Eol被50∶50 的光耦合器分為兩束，其中一束信號被發(fā)送至PD1 中產(chǎn)生六倍頻信號，該信號被表示為：

在接收端，另一束Eol在經(jīng)過光延時(shí)后傳輸?shù)組ZM2。MZM2 被經(jīng)過電延時(shí)的六倍頻信號驅(qū)動，輸出信號為：

其中：E2l為光振信號的電場強(qiáng)度，τ為光延時(shí)，tR是電延時(shí)，Veco是六倍頻信號的振幅，Δφ是MZM2 兩個(gè)臂之間的相位差。Eo2被發(fā)送到PD2中，然后輸出的信號被送入電低通濾波器中，得到的IF 信號為：

從公式（4）中可以看出，IF 信號的中心頻率為f0= 6K0(τ-tR)，τ和tR的 數(shù) 值 差 決 定 了f0的值。在實(shí)際應(yīng)用中，K0，τ和f0都是已知的，因此能夠從f0的值算出tR的值，并且根據(jù)公式R=ctR也能夠算出目標(biāo)的距離。二倍頻系統(tǒng)根據(jù)公式f0= 2K0(τ-tR)，四 倍 頻 系 統(tǒng) 根 據(jù) 公 式f0=4K0(τ - tR)也能得到相似的結(jié)果。

3 結(jié)果和討論

在軟件OptiSystem 上通過仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了這種寬帶微波下變頻方法的合理性和性能。實(shí)驗(yàn)中光載波波長設(shè)置為1 550 nm，輸出信號功率為16 dBm。LFM 信號的中心頻率、帶寬和可調(diào)周期分別為5. 43 GHz，1. 46 GHz 和0. 204 8 μs。同時(shí)LFM 信號被分為兩束，其中一束信號的相位保持不變，而另一束信號的相位通過電移相器改變180°。推挽式MZM1 的工作模式通過這兩束同步的LFM 信號而形成，隨后使用帶通濾波器消除信號的高階邊帶。然后，信號被50∶50 的光耦合器分為兩束，一束信號被發(fā)送到PD1 產(chǎn)生超寬帶LFM 信號，并使用電子延時(shí)來代替信號傳輸時(shí)間；另一束經(jīng)過光延遲后送到MZM2，再由發(fā)射機(jī)部分產(chǎn)生的延時(shí)超寬帶LFM 信號進(jìn)行調(diào)制。IF 信號通過PD 和電低通濾波器來得到。目標(biāo)的距離能夠分別通過f0= 2K0(τ - tR)，f0=4K0(τ - tR) 和f0= 6K0(τ - tR)來計(jì)算。

在仿真中，利用光倍頻技術(shù)分別產(chǎn)生了二倍頻、四倍頻和六倍頻信號。光延遲時(shí)間和電延遲時(shí)間分別為10 030 ns 和10 020 ns。MZM1 工作在零點(diǎn)得到載波抑制的一階奇邊帶調(diào)制，并通過帶通濾波器濾除較高的邊帶，這樣就能得到二倍頻信號。 中心頻率和帶寬加倍至10. 8 GHz 和2. 7 GHz，如圖4（a）所示，基于二倍頻產(chǎn)生的IF信號如圖4（b）所示。IF 信號的頻率為141 MHz，與理論計(jì)算值一致。將MZM1 的調(diào)制電壓設(shè)為最大偏置點(diǎn)時(shí)，輸出偶數(shù)邊帶和光載波。然后，利用陷波濾波器去除光載波，利用帶通濾波器抑制高階邊帶，這樣就能得到四倍頻信號。四倍頻信號的中心頻率和帶寬分別為21. 8G Hz 和5. 6 GHz，如 圖4（c）所 示 。 相 應(yīng) 的IF 信 號 頻 率 為283 MHz，與理論值一致，如圖4（d）所示。在產(chǎn)生二倍頻的基礎(chǔ)上設(shè)置LFM 信號的振幅為6. 898 9，得到MZM1 的調(diào)制指數(shù)為3. 831 4，這樣一階邊帶就得到了抑制。調(diào)整帶通濾波器的帶寬得到六倍頻信號，經(jīng)過PD1 和低通濾波器后可以實(shí)現(xiàn)頻率的六倍放大，如圖4（e）所示。六倍頻信號的中心頻率為32. 5 GHz，帶寬為8. 4 GHz。IF 信號頻率為430 MHz，如圖4（f）所示。

圖4 仿真結(jié)果Fig. 4 Simulation results

為了驗(yàn)證該仿真方法的準(zhǔn)確性，將實(shí)驗(yàn)數(shù)值 和 公 式f0= AK0(τ - tR)（A 是 倍 頻 數(shù)）的 計(jì)算 值 進(jìn) 行 比 較 。 當(dāng)A 分 別 為2，4 和6，K0為0. 712 89×1016，τ 為10 030 ns，tR為10 020 ns時(shí) ，f0的 理 論 值 分 別 為142. 5，285 和427. 5 MHz。 從 圖4 可 知 ，模 擬 實(shí) 驗(yàn) 中f0分 別 為141，283 和430 MHz。 根據(jù)數(shù)據(jù)比較和誤差計(jì)算公式 η = ( fsimulation- ftheoretical)ftheoretical，可 以 得 到 誤 差率分別為1. 05%，0. 7% 和0. 58%。 當(dāng)超寬帶線性調(diào)頻信號是六倍頻時(shí)，誤差率優(yōu)化了0. 47%。

IF 頻率值與電延時(shí)的關(guān)系如圖5（a）所示，圖5（b）為IF 頻率值與目標(biāo)距離的關(guān)系。 可以看出，二倍頻、四倍頻和六倍頻的斜率絕對值分別為2. 234 2，1. 241 0 和0. 711 37，與理論推導(dǎo)一致。

圖5 IF 頻率與電延時(shí)和目標(biāo)距離的關(guān)系Fig. 5 Relationship of IF frequency with electrical time delay and target distance

4 結(jié) 論

本文提出了一種基于級聯(lián)MZMs 的寬帶微波下變頻方法，實(shí)現(xiàn)了中心頻率分別為10. 8，21. 8，32. 4 GHz 的二倍頻，四倍頻和六倍頻信號，其帶寬分別為2. 7，5. 6，8. 4 GHz。通過控制MZM1 的偏置點(diǎn)和調(diào)制指數(shù)對線性調(diào)頻信號進(jìn)行倍頻處理，并通過電延時(shí)傳輸來模擬目標(biāo)距離，通過下變頻得到的IF信號進(jìn)一步推導(dǎo)出目標(biāo)距離。仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該方案的誤差較小，六倍頻的實(shí)驗(yàn)結(jié)果最好。該方法簡單，具有較高的分辨率，可進(jìn)一步應(yīng)用于雷達(dá)系統(tǒng)的寬帶成像系統(tǒng)。