何 強(qiáng)，楊青慧，張懷武

(電子科技大學(xué) 電子薄膜與集成器件國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，四川 成都 610054)

伴隨著電子信息技術(shù)的飛速發(fā)展，各種集成芯片及電子元器件在不同領(lǐng)域和工作環(huán)境中得到了廣泛的應(yīng)用。微波射頻領(lǐng)域各種技術(shù)也是日新月異，第5代移動通訊網(wǎng)絡(luò)的快速發(fā)展更是有力推動了微波射頻領(lǐng)域技術(shù)的迭代更新[1-2]。射頻放大器是微波射頻系統(tǒng)的重要組成部分，其性能會嚴(yán)重影響整個(gè)系統(tǒng)的性能[3-4]。射頻功率放大器的效率、線性等主要性能指標(biāo)受偏置電路的影響較大，射頻功率放大器在特定偏置條件下可提供最佳性能，如果偏置電路設(shè)計(jì)不合適，不但會使輸出功率下降，還會影響三階交調(diào)，導(dǎo)致器件性能大幅下降甚至失效[5-6]。除此之外，大多數(shù)射頻放大器需要使用多個(gè)電源，這些電源的時(shí)序需要加以適當(dāng)控制才能使器件安全可靠的工作[7]。

1 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

在射頻放大器的實(shí)際應(yīng)用中，上電時(shí)序精確控制和偏置點(diǎn)電流設(shè)置是一個(gè)難點(diǎn)[8]。傳統(tǒng)的時(shí)序控制方法采用阻容延時(shí)，該方法無法獲得精確延時(shí)且不易實(shí)現(xiàn)較大延時(shí)。偏置點(diǎn)控制常采用電阻分壓的方法，但由于偏置電壓與偏置電流之間的關(guān)系并非固定，而是受器件工藝、環(huán)境溫度等因素影響[9-10]，若要達(dá)到器件要求，需要較多人力去調(diào)試。本文提出了如圖1所示的控制射頻放大器上電時(shí)序及偏置點(diǎn)的設(shè)計(jì)方案，它能根據(jù)需求對射頻放大器的上電時(shí)序進(jìn)行控制，并精確調(diào)節(jié)偏置電壓，從而使偏置電流達(dá)到器件要求。

該設(shè)計(jì)主要由單片機(jī)模塊、射頻模塊、電源模塊和電流采樣模塊構(gòu)成。單片機(jī)模塊通過IO口控制電源，按照時(shí)序要求給射頻模塊依次延時(shí)上電。上電完成后單片機(jī)根據(jù)ADC采樣得到射頻模塊偏置電流信息來調(diào)節(jié)DAC輸出。DAC輸出電壓通過調(diào)理模塊，控制射頻模塊的柵極電壓，以此調(diào)節(jié)偏置電流。

圖1 系統(tǒng)設(shè)計(jì)框圖Figure 1. System design block diagram

2 硬件設(shè)計(jì)

2.1 射頻模塊

HMC637是一款采用共源共柵拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)且基于耗盡型pHEMT技術(shù)的射頻功率放大器[11]。芯片采用多電源供電，分別是漏極電壓Vdd、第一個(gè)柵極電壓Vgg1和第二個(gè)柵極電壓Vgg2。電源時(shí)序控制對器件安全有著重要影響。不遵守正確的電源時(shí)序會損壞片內(nèi)保護(hù)電路并產(chǎn)生長期損害，影響芯片穩(wěn)定性，甚至導(dǎo)致芯片立即失效。芯片手冊給出了偏置序列需求，具體的上電流程如下：(1)將Vgg1設(shè)置為-2 V；(2)將Vdd設(shè)置為12 V；(3)將Vgg2設(shè)置為5 V；(4)調(diào)節(jié)Vgg1以實(shí)現(xiàn)400 mA的典型靜態(tài)電流(Idd)。

圖2是HMC637的電路圖。該芯片的Vgg1只能在-2～0 V范圍內(nèi)調(diào)節(jié)，否則會損害芯片。靜態(tài)漏極電流Idd是指電感L3上經(jīng)過的電流，當(dāng)其處于400 mA時(shí)，可按給定指標(biāo)正常工作。

圖2 HMC637電路圖Figure 2. HMC637 circuit diagram

2.2 單片機(jī)模塊

單片機(jī)模塊的主要功能是通過程序控制電源的上電時(shí)序，調(diào)用ADC獲得偏置電流信息并調(diào)用DAC調(diào)節(jié)柵極電壓。單片機(jī)芯片選用意法半導(dǎo)體推出的STM32F302K8(UFQFN32，32引腳QFN封裝)，單片機(jī)的基本性能如下：(1)帶有FPU和DSP指令集的ARM? Cortex?-M4核心處理器；(2)芯片內(nèi)部帶有64 kB的閃存，能夠滿足內(nèi)建數(shù)據(jù)庫的需要，無需其他外部存儲芯片，減少單片機(jī)外圍電路；(3)提供一個(gè)12位的ADC和一個(gè)12位的DAC；(4)共有24個(gè)I/O，支持I2C×3、SPI ×3、USART×2等外部接口，用于功能擴(kuò)展；(5)具有高精度和高穩(wěn)定性的內(nèi)部時(shí)鐘。

這款芯片自帶內(nèi)部時(shí)鐘且提供ADC、DAC和豐富IO資源，僅需供電即可使用，減小了電路復(fù)雜度[12]。

2.3 采樣模塊

采樣模塊的主要功能是采集射頻放大器的偏置電流Idd信息，并將該信息反饋給單片機(jī)。本文采用了如圖3所示的設(shè)計(jì)方案作為采樣模塊。在HMC637漏極電壓Vdd的路徑上串聯(lián)一個(gè)0.03 Ω的采樣電阻Rs，將電流信息轉(zhuǎn)換為采樣電阻上的電壓信息。該電壓經(jīng)過INA210A放大器放大200倍后與ADC接口相接。其中，INA210是電壓輸出、高側(cè)或者低側(cè)測量，雙向零漂移系列電流分流監(jiān)控器，常用于精密電流測量和閉環(huán)反饋電路[13]。ADC為STM32F302K8內(nèi)部集成，精度位數(shù)為12位，可精確到0.8 mV。

圖3 采樣模塊Figure 3. Sample module

當(dāng)偏置電流達(dá)到目標(biāo)值400 mA時(shí)，ADC采樣到的電壓應(yīng)為

VADC=Idd×Rs×N

=0.4×0.03×200

=2.4 V

(1)

其中，N為INA210的放大倍數(shù)。

2.4 調(diào)理模塊

本文采用DAC實(shí)現(xiàn)對射頻放大器的Vgg1電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。其中DAC為STM32F302K8內(nèi)部集成，精度位數(shù)為12位，輸出電壓可精確到0.8 mV。由于Vgg1的輸入范圍為-2～0 V，在DAC與Vgg1之間需要加入信號調(diào)理電路[14]，整個(gè)電路如圖4所示。

圖4 調(diào)理模塊Figure 4. Conditioning module

圖4是一個(gè)由運(yùn)算放大器AD8638搭建成的比例運(yùn)算電路，Vgg1電壓可由式(2)計(jì)算得出。

(2)

DAC的輸出電平范圍為0～3.3 V，通過式(2)可計(jì)算出調(diào)節(jié)模塊輸出電平范圍為-2～0 V，滿足射頻放大器HMC637中Vgg1的電平要求。

2.5 電源模塊

系統(tǒng)采用13 V和-6 V供電，為了使器件正常工作需要電源模塊進(jìn)行電壓轉(zhuǎn)換。本文采用LDO芯片LT1963A將13 V電壓轉(zhuǎn)換為6 V，再由LM1117轉(zhuǎn)化為3.3 V給單片機(jī)供電。對于射頻放大器HMC637所需電源，如圖5和圖6所示，分別采用LT1963A將13 V電壓轉(zhuǎn)化為12 V供給HMC637的Vdd端口，采用LDO芯片LP38693將6 V電壓轉(zhuǎn)化為5 V供給Vgg2端口。單片機(jī)通過三極管開關(guān)控制LDO芯片的使能端，達(dá)到時(shí)序控制目的。

圖5 射頻5 V電源Figure 5. RF 5 V power supply

圖6 射頻12 V電源Figure 6. RF 12 V power supply

3 軟件設(shè)計(jì)

軟件流程如圖7所示。

圖7 軟件流程圖Figure 7. Diagram of software flow

系統(tǒng)復(fù)位后，單片機(jī)對用到的外設(shè)與端口進(jìn)行初始化。通過調(diào)節(jié)DAC輸出3.3 V，該電壓經(jīng)過比例運(yùn)算放大器后變?yōu)?2 V，加到射頻放大器HMC637的Vgg1管腳。將程序延時(shí)采用到-2 V、12 V和5 V的上電過程中，保證電源上電之間有足夠的時(shí)間余量。通過ADC將采樣模塊傳回的偏置電流Idd信息反饋給單片機(jī)，以此判斷DAC調(diào)節(jié)是否完成[16]。

3.1 延時(shí)設(shè)計(jì)

延時(shí)函數(shù)采用了SysTick定時(shí)器實(shí)現(xiàn)。SysTick是一個(gè)24位的倒計(jì)數(shù)定時(shí)器，當(dāng)計(jì)數(shù)到0時(shí)，將從RELOAD寄存器中自動重新裝載定時(shí)初值，開始新一輪計(jì)數(shù)。只有把SysTick控制及狀態(tài)寄存器中的使能位清除，定時(shí)器才會停止。這種方式既不占用中斷，也不占用系統(tǒng)定時(shí)器，并且可以將延時(shí)誤差降到3%。相應(yīng)的SysTick延時(shí)初始化及調(diào)用函數(shù)如下：

voiddelay_init(u8 SYSCLK)

{

SysTick->CTRL|= 1<<2;

//SYSTICK使用內(nèi)部時(shí)鐘源

fac_us=SYSCLK/8;

fac_ms=(u16)fac_us*1000;

}

voiddelay_ms(u16 time)

{

u32 temp;

SysTick->LOAD=(u32)time*fac_ms;

//時(shí)間加載

SysTick->VAL =0x00; //清空計(jì)數(shù)器

SysTick->CTRL=0x01 ; //開始倒數(shù)

do

{

temp=SysTick->CTRL;

}while((temp&0x01)&&!(temp&(1<<16)));

//等待時(shí)間到達(dá)

SysTick->CTRL=0x00; //關(guān)閉計(jì)數(shù)器

SysTick->VAL =0X00; //清空計(jì)數(shù)器

}

3.2 ADC濾波

為了減小測量噪聲和其他擾動信號的影響，需要對ADC采樣值進(jìn)行濾波。因?yàn)槠秒娏髋c偏置電壓有一定的對應(yīng)關(guān)系，且ADC在采樣時(shí)，偏置電壓保持不變，ADC采樣值處理要求的實(shí)時(shí)性較低，所以本文采用均值濾波來處理ADC采樣值，即采集10次數(shù)據(jù)取其平均值作為有效值處理。具體C語言函數(shù)如下：

int filter(void)

{

int sum = 0;

u8i;

for(i = 0; i < 10; i++)

sum +=ADC_Value[i];

return sum/10;

}

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

軟硬件系統(tǒng)搭建完成后，通過萬用表、示波器等設(shè)備進(jìn)行測試。

測試環(huán)境搭建：

(1)連接上位機(jī)PC和單片機(jī)的串口；

(2)連接電源與電路模塊，對電路模塊供電；

(3)連接萬用表與采樣模塊輸出VADC；

(4)連接示波器通道一與HMC637的第一個(gè)柵極電壓Vgg1，連接示波器通道二與HMC637的漏極電壓Vdd，連接示波器通道三與HMC637的第二個(gè)柵極電壓Vgg2。

完成測試環(huán)境搭建后，測試步驟為：

(1)設(shè)置示波器為單次觸發(fā)，調(diào)節(jié)萬用表到電壓檔；

(2)打開上位機(jī)程序；

(3)系統(tǒng)上電，同時(shí)記錄示波器上電時(shí)序數(shù)據(jù)，記錄上位機(jī)接收串口數(shù)據(jù)，記錄萬用表數(shù)據(jù)。

上電時(shí)序測試的結(jié)果如圖8所示，包括HMC637的第一個(gè)柵極電壓Vgg1，漏極電壓Vdd以及第二個(gè)柵極電壓Vgg2。

由圖8可知，HMC637的Vgg1、Vdd、Vgg2先后完成-2 V、12 V、5 V上電。Vgg1在上完電之后被調(diào)節(jié)到-0.91 V。上電時(shí)間間隔為6 ms，上電完成至Vgg1開始調(diào)節(jié)的時(shí)間間隔為2 ms，均與程序設(shè)定一致。通過萬用表，可以測量采樣模塊輸出VADC的最終值為2.398 V，與式(1)所計(jì)算結(jié)果相差0.002 V，在實(shí)驗(yàn)誤差的允許范圍內(nèi)。測試結(jié)果完全符合HMC637的上電時(shí)序要求。

圖8 上電時(shí)序測試圖Figure 8. Power on sequence test

為驗(yàn)證該方案能自適應(yīng)調(diào)節(jié)，分別對兩只HMC637芯片做了測試。在測試中，單片機(jī)的串口向上位機(jī)輸出ADC的采集數(shù)據(jù)，通過式(1)可推算偏置電流。以Vgg1開始調(diào)節(jié)時(shí)0時(shí)刻，可得圖9。

圖9 兩只芯片偏置電流隨時(shí)間變化圖Figure 9. Bias current variation with time of two chips

通過圖9可以看到，兩只芯片的偏置電流變化曲線并未重合，通過萬用表得知兩個(gè)芯片最終第一柵極電壓Vgg1分別為-0.91 V和-0.96 V，這是芯片器件工藝等因素所導(dǎo)致的。但程序自適應(yīng)調(diào)節(jié)，使兩只芯片的Idd均達(dá)到了目標(biāo)值400 mA。

因此，即使器件工藝導(dǎo)致的柵極電壓與偏置電流關(guān)系曲線不同，該方案仍然可以自適應(yīng)調(diào)節(jié)Vgg1使偏置電流目標(biāo)值。

5 結(jié)束語

本文提出了一種基于STM32F302K8的射頻放大器HMC637上電時(shí)序及偏置點(diǎn)控制方法。在程序控制下，實(shí)現(xiàn)了對射頻放大器電源進(jìn)行精確延時(shí)上電，并準(zhǔn)確地調(diào)節(jié)偏置電壓以控制偏置電流達(dá)到目標(biāo)值。該設(shè)計(jì)方案不受器件工藝等因素影響，可以自適應(yīng)調(diào)節(jié)柵極電壓以使得射頻放大器滿足偏置要求。同時(shí)，該方案在多通道射頻系統(tǒng)中對多個(gè)射頻功率放大器控制有著良好的應(yīng)用。