喻松濤，李巍巍，許樹楷，李巖，韋甜柳，楊煜，何智鵬

(直流輸電技術(shù)國家重點實驗室(南方電網(wǎng)科學(xué)研究院有限責(zé)任公司)，廣東 廣州 510663)

模塊化多電平換流器(modular multi-level converter，MMC)具有模塊化結(jié)構(gòu)、易于安裝擴展、損耗低、開關(guān)頻率低、省去交流濾波器等優(yōu)點，是國際上電力電子學(xué)科研究的熱點課題，極大推動了高壓直流輸電(high voltage direct voltage，HVDC)技術(shù)的發(fā)展[1-4]。世界范圍內(nèi)，自德國建成首個MMC直流輸電工程Trans Bay Cable以來，已有大量HVDC工程應(yīng)用MMC解決方案，包括張北柔性直流工程和昆柳龍柔性直流工程[5]。

對于柔性直流換流閥，國際電工委員會較早提出了IEC 62501標(biāo)準，規(guī)定了柔性直流換流閥型式試驗分為絕緣試驗和運行試驗[6]，描述了各項試驗內(nèi)容[7-8]，但并未給出明確的試驗電路和試驗方法。應(yīng)用于HVDC的MMC具有高壓容量特點，搭建與實際運行工況相同的試驗回路對MMC進行試驗不具備實際可行性，因此等效試驗技術(shù)是解決MMC試驗難題的關(guān)鍵。已有大量文獻對MMC的對沖等效試驗方法進行研究[9-17]，試驗電路主要由直流補能電源、負載電抗器、充電回路、被試換流閥組成，能夠?qū)Q流閥持續(xù)運行時的電壓、電流、溫度等關(guān)鍵應(yīng)力耐受能力進行考察。

文獻[9-12]提出了MMC對沖試驗電路及其控制方法，但使用的直流電源給上下2個橋臂閥段供電，對直流補能電源的電壓等級要求較高。文獻[13-14]提出了適用于MMC閥段試驗電路的參數(shù)設(shè)計和試驗方法，但補能電源同時給所有子模塊電容供電，同樣需要高壓直流電源。文獻[15]中使用由三相交流電網(wǎng)、多繞組變壓器和整流橋構(gòu)成的供電回路，向被試閥段充電和補能，但接線復(fù)雜，并且無法測試陪試閥段的子模塊充放電特性。文獻[16-17]提出的MMC閥段試驗方法中，僅使用單個子模塊額定電壓的直流補能電源，雖可滿足試驗需求，補能電源的輸出電壓要求低，但需要配置相應(yīng)的充電電源對子模塊進行充電。

本文在已有MMC對沖試驗技術(shù)的基礎(chǔ)上，采用低壓直流電源補能結(jié)構(gòu)，改進了補能回路和預(yù)充電方法，降低了補能電源輸出電流峰值要求，節(jié)省了充電回路設(shè)備投資。

1 半橋功率變換單元對沖試驗電路設(shè)計和分析

典型的半橋功率變換單元(半橋模塊)對沖試驗電路如圖1所示。圖1中HB-1和HB-2為2個半橋子模塊，直流電源電壓為Udc，D0為補能回路整流二極管，由于補能回路電流一般會有過零點，導(dǎo)致電流峰值較大，通過增設(shè)D0，可以消除電流過零，降低電源輸出電流峰值。2個子模塊電容電壓分別為UC1和UC2，2個子模塊采用正弦波脈沖寬度調(diào)制(sine pulse width modulation,SPWM),調(diào)制比分別為M1和M2，調(diào)制波頻率為f，HB-1超前HB-2的調(diào)制波相位為φ,C1、C2為電容器(量值分別記為C1、C2)，L為負載電抗器(量值記為L，以此類推)，S1—S4為絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)，S0為開關(guān)，ua、ub為子模塊輸出電壓。

圖1 半橋模塊對沖試驗電路Fig.1 Back to back power test circuit for half bridge module

僅考慮基波和直流分量，子模塊輸出電壓為：

(1)

(2)

式(1)—(2)中：

ω=2πf；t為時間。

1.1 開關(guān)S0斷開時

由于子模塊HB-2不消耗有功功率，考慮開關(guān)損耗和線路損耗較小，子模塊HB-1通過負載電抗向子模塊HB-2輸送的有功功率應(yīng)接近0，因此子模塊HB-1會向子模塊HB-2傳輸?shù)闹绷鞴β蔖ab_dc滿足Pab_dc=-Pab_ac，Pab_ac為子模塊HB-1會向子模塊HB-2傳輸?shù)慕涣饔泄β省?/p>

可以得到流過負載的電流直流分量

(3)

此時電容C1直接由直流電源充/放電，電壓穩(wěn)定在直流電源電壓附近，而電容C2通過流過負載電抗器L的電流進行充/放電。負載線路上的電阻為R，電容C2和電容C1電壓直流分量為

UC2=UC1-RIab_dc.

(4)

僅考慮負載電流中的基波和直流分量，電容C2的充/放電電流

(5)

式中:Iab_ac為負載電流基波峰值;φb為子模塊HB-2調(diào)制波相位與負載電流相位差。

由于電容電壓直流分量在電路處于穩(wěn)態(tài)后保持穩(wěn)定，充/放電電流直流分量為0，僅含有基波分量和二倍頻分量。相應(yīng)地，電容C2電壓中除了直流分量，還包含基波分量和二倍頻分量，因此電容C2電壓的瞬時值

(6)

1.2 開關(guān)S0閉合時

開關(guān)閉合后，此時電容C1和C2均可直接從直流電源處獲取充/放電電流，保持電容電壓穩(wěn)定。電容C1和C2的電壓相等，因此ua和ub的直流分量相等，流過負載電抗器的電流中無直流分量。

2 MMC閥段對沖試驗電路設(shè)計和分析

2.1 試驗電路設(shè)計

本文提出的閥段對沖試驗電路如圖2所示。圖2中進行試驗的為2個分別由n個半橋子模塊組成的MMC閥段，其中R1和R2為充電限流電阻，K0、K1、K2分別為開關(guān)。已有研究中的對沖試驗電路一般采用單獨的充電回路進行預(yù)充電[16-17]，需要安裝相應(yīng)的充電回路以及充電電源，而本文提出的閥段對沖試驗電路使用低壓的補能直流電源即可完成閥段的對沖試驗，子模塊電容可由補能電源進行預(yù)充電，無需單獨的預(yù)充電回路，可實現(xiàn)更具經(jīng)濟性和緊湊化的對沖試驗電路配置。

圖2 MMC閥段對沖試驗電路Fig.2 Back to back power test circuit for MMC valve section

2.2 預(yù)充電策略

本文提出的預(yù)充電基本策略為通過控制每個子模塊的投入/旁路狀態(tài)，依次接入回路中進行充電，直至接近電源電壓Udc?？紤]到電容器的自放電現(xiàn)象，進行試驗的閥段子模塊不宜過多，否則最后的子模塊充電結(jié)束后，最早充電的子模塊會低于最低工作電壓要求。設(shè)定子模塊充電時間為3τ1(τ1為充電時間常數(shù))，最多允許放電時間為τ2(τ2為放電時間常數(shù))，則子模塊數(shù)量n和預(yù)充、放電時間常數(shù)的關(guān)系為

(7)

式中：τ1=RcRsC/(Rc+Rs)，Rc為充電限流電阻值，Rs為自放電等效電阻值，C為電容器電容值；τ2=RsC。

隨著以SiC為代表的寬禁帶器件在輸配電領(lǐng)域的發(fā)展和應(yīng)用[18-21]，同樣電壓等級下所需的MMC子模塊數(shù)量將顯著減少。基于這一發(fā)展趨勢，本文提出的預(yù)充電策略在節(jié)省充電回路投資角度的優(yōu)勢將更加突出。

考慮充電完成后需要切換至穩(wěn)態(tài)運行，本文提出的預(yù)充電策略總結(jié)如下：

a)投入補能回路充電限流電阻R1，使子模塊1充電至Udc；

b)切除補能回路限流電阻R1，投入試驗回路充電限流電阻R2，子模塊2至子模塊n通過轉(zhuǎn)換開關(guān)反向接入回路，依次投入子模塊2至子模塊2n進行充電(每個子模塊充電完成后均從主回路切除)，充電完成后切除電阻R2，子模塊2至子模塊n通過轉(zhuǎn)換開關(guān)正向接入回路；

c)啟動MMC閥段調(diào)制信號輸入，均衡子模塊電容電壓；

d)逐步抬升補能電源電壓值，將每個子模塊充電至Udc，過渡至正常穩(wěn)態(tài)運行。

步驟d)中直流電源電壓抬升的初值應(yīng)小于步驟c)中均衡后的電容電壓值，抬升速率不宜過大，否則可能激勵明顯振蕩，導(dǎo)致電源輸出電流尖峰超出允許值。

穩(wěn)態(tài)運行時，閥段輸出電壓ua和ub由不同開關(guān)狀態(tài)子模塊電容電壓組合而成，是帶直流偏置的交流電壓。負載電抗器電抗L流過的電流主要由基波交流分量和直流分量組成，與開關(guān)K0斷開時的試驗情況一致，此處不再贅述。但與半橋模塊對沖試驗電路不同的是，由于采用子模塊均壓算法，被選中接入電路的子模塊充/放電電流等于負載電流。

3 控制算法研究

圖1 中的半橋模塊對沖試驗電路，在開關(guān)S0斷開時，負載電流同時具有交流和直流分量，可以對交流分量和直流分量進行控制，測試半橋模塊傳輸交流功率和直流功率的能力。

3.1 交流分量控制

(8)

半橋模塊之間交換的交流有功功率Pab_ac和無功功率Qab_ac分別為[9]：

(9)

從式(9)可知:通過調(diào)節(jié)2個半橋子模塊的相位差φ，可以顯著調(diào)節(jié)半橋模塊之間交換的交流有功功率；HB-1調(diào)制比M1保持不變時，通過調(diào)節(jié)HB-2調(diào)制比M2，可以顯著調(diào)節(jié)交換的無功功率。

3.2 直流分量控制

負載電流直流分量的功率和交流分量有功功率大小相等，方向相反。直流分量如式(3)所示，由于UC1基本維持在Udc附近，負載電流的直流分量與半橋模塊間交換的交流有功功率成正比，因此負載電抗上的電流直流分量峰值

(10)

顯然通過調(diào)節(jié)相位差φ，可以對負載電流的直流分量進行有效控制。這樣負載電抗電流中直流分量占交流分量峰值的比值

(11)

對于圖1中S0閉合的情況，2個半橋子模塊通過負載電抗器僅交換交流功率，交流電流峰值同樣滿足式(8)中的關(guān)系，傳輸交流功率的控制算法和式(9)保持一致；對于圖2中的MMC閥段對沖試驗，閥段之間同時傳輸直流功率和交流功率，相關(guān)直流和交流分量的控制算法和S0斷開時的半橋模塊對沖試驗基本一致。

4 仿真試驗研究

4.1 半橋功率模塊對沖試驗仿真研究分析

本文采用PLECS仿真軟件對所提出的對沖試驗電路及試驗方法進行研究。依據(jù)試驗?zāi)芰?電壓為5 kV)、電壓波動要求(電壓波動幅值不超過5%)、試驗電流二次諧波抑制要求，可以對沖試驗電路中負載電抗值和功率模塊電容值進行設(shè)計和選取[14]。本試驗電路中主要參數(shù)選取見表1。2個功率模塊調(diào)制比均為0.9，調(diào)制波頻率為50 Hz，初始相位差為40°。

表1 半橋功率模塊對沖試驗仿真主要參數(shù)Tab.1 Main parameters for half-bridge module power test

4.1.1 開關(guān)S0閉合時半橋功率模塊對沖試驗仿真

當(dāng)開關(guān)S0閉合時，流過負載電抗器Lb的電流i波形穩(wěn)定后如圖3所示。電流峰值為490.2 A，與式(8)計算的交流電流峰值489.9 A基本保持一致，無直流分量。

圖3 開關(guān)S0閉合時負載電抗器的電流Fig.3 Reactor current when the switch is closed

通過改變兩側(cè)半橋模塊的調(diào)制比大小和對應(yīng)關(guān)系可以改變輸出的交流電壓幅值，以及負載電抗器上傳輸?shù)臒o功功率；通過改變相位差，可以改變負載電抗器傳輸?shù)挠泄β?。由于電路中基本沒有有功負載，因此2個子模塊的有功功率通過負載電抗器和電容回路達到平衡。

4.1.2 開關(guān)S0斷開時半橋功率模塊對沖試驗仿真

當(dāng)開關(guān)斷開后，流過負載電抗器Lb的電流i波形穩(wěn)定后如圖4所示。此時負載電抗電流包含直流分量，交流分量峰值大小為503.9 A，直流分量大小為-211.2 A。

圖4 開關(guān)S0斷開時負載電抗器的電流Fig.4 Reactor current when the switch is open

通過式(8)和式(10)計算的交流分量和直流分量分別為489.9 A 和-207.2 A，與仿真結(jié)果基本一致。但此時發(fā)現(xiàn)電流交流分量峰值仿真值與計算值的偏差相比閉合開關(guān)時大，這主要是由于模塊電容電壓與電源電壓的偏離增大，引起交流電壓幅值變化。相位差分別為40°和20°時直流分量占交流分量峰值比例r分別為0.42和0.44，與式(10)的計算結(jié)果保持一致。

4.2 MMC閥段對沖試驗電路仿真研究分析

在PLECS中搭建的MMC閥段對沖試驗電路如圖5所示。

圖5 MMC閥段對沖試驗仿真電路Fig.5 Simulation circuit for MMC valve section power test

4.2.1 預(yù)充電過程

采用第2.2節(jié)中提出的預(yù)充電策略，對2×8個子模塊進行預(yù)充電試驗。主要參數(shù)為：Udc=5 kV，C=18 mF，L=0.05 H，充電限流電阻R1=R2=125 Ω，自放電等效電阻Rsc=30 kΩ。

圖6和圖7所示分別為預(yù)充電過程的子模塊電容電壓和直流補能電源輸出電流，整個預(yù)充電過程用時115 s。子模塊1電壓充電完成后維持在Udc，其余子模塊電壓由于自放電逐漸降低，整個預(yù)充電過程中直流電源輸出電流均處于合理范圍。

圖6 預(yù)充電過程子模塊電容電壓Fig.6 Capacitor voltage of sub-module during pre-charging

圖8為預(yù)充電完成后過渡到穩(wěn)態(tài)運行的子模塊電容電壓。圖8中：經(jīng)過0.7 s子模塊均壓完成，直流電源電壓逐步抬升至5 kV，第9 s時所有電容電壓均穩(wěn)定在5 kV，試驗電路進入穩(wěn)態(tài)運行。

圖7 預(yù)充電過程直流電源輸出電流Fig.7 DC source current during pre-charging

圖8 穩(wěn)態(tài)過渡過程子模塊電容電壓Fig.8 Capacitor voltage of sub-module during steady-state transition

4.2.2 穩(wěn)態(tài)試驗和對沖試驗

本文針對20個半橋功率模塊組成的MMC閥段進行穩(wěn)態(tài)試驗研究，依據(jù)試驗?zāi)芰?電壓5 kV×20)、電壓波動要求(電壓波動幅值不超過5%)、試驗電流二次諧波抑制要求。2個MMC閥段調(diào)制比均為0.9，調(diào)制波頻率為50 Hz，初始相位差為10°。

流過負載電抗器Lb的電流如圖9所示，負載電抗電流中有直流分量，其中交流分量峰值為546.9 A，直流分量為-248.1 A。通過式(8)和式(10)計算的電流交流分量峰值和直流分量分別為545.6 A和-244.5 A，和仿真試驗結(jié)果基本一致；通過改變兩側(cè)閥段的相位差，可以調(diào)節(jié)負載電抗器上的電流直流分量，相位差為20°和10°時直流分量占交流分量峰值比例分別為0.44和0.45，與按照式(11)計算結(jié)果保持一致。

圖9 穩(wěn)態(tài)試驗下負載電抗器電流Fig.9 Reactor current in steady-state test

該對沖試驗電路僅由閥段中的1個半橋模塊進行供電，無需高電壓集中供電，也無需多電源分散供電，左側(cè)閥段子模塊電容電壓如圖10所示。由圖10可以看到：通過半橋模塊電容的均壓控制，實現(xiàn)了穩(wěn)定的半橋模塊電容電壓。20個子模塊電壓處在同一包絡(luò)內(nèi)，直流分量為5.022 1 kV，基頻交流分量和二倍頻交流分量分別為29.6 V和11.7 V。

圖10 1個半橋模塊對沖試驗下子模塊電容電壓Fig.10 Capacitor voltage of sub-modules in power test of one half-bridge module

4.2.3 補能回路整流二極管影響

在補能電源回路增加二極管對電源輸出電流進行不控整流，并不影響半橋模塊/MMC閥段的對沖試驗特性，但顯著減小了直流電源的輸出電流峰值，降低了直流電源峰值電流要求。圖11中在電源回路增加整流二極管后，電源輸出電流的峰值由104.9 A降為66.6 A, 降低了直流電源輸出電流峰值。

圖11 補能電源回路不同情況下直流電源輸出電流波形Fig.11 Output current waveforms of DC source under different supply source circuits

5 結(jié)束語

a)本文提出一種改進的柔性直流功率變換單元的對沖試驗電路拓撲，通過連接開關(guān)即可控制負載電流直流分量的有無。

b)給出MMC閥段對沖試驗電路，與現(xiàn)有柔性直流換流閥對沖試驗電路相比無需交流充電電源，直流補能電源峰值電流更小。

c)提出詳細的理論分析和控制方案，只需要簡單的開環(huán)控制，調(diào)節(jié)換流閥橋臂輸出電壓的幅值和相位，不需要額外復(fù)雜控制器，就可以對半橋功率變換單元和MMC閥段傳輸?shù)慕涣饔泄?無功功率和直流功率進行有效模擬。

在此基礎(chǔ)上，基于PLECS軟件搭建對沖試驗電路模型，進行仿真分析，驗證本文提出方法的正確性和有效性。后續(xù)研究團隊將完成試驗平臺搭建，應(yīng)用該試驗方法對基于SiC器件的功率變換單元進行物理試驗，進一步驗證本文所提方法的正確性和實用性。