李晨陽，劉洪艷,2，關(guān) 瑩，徐曉波，高 宗

（1.北京航天長征飛行器研究所，北京，100076；2.試驗(yàn)物理與計(jì)算數(shù)學(xué)國家級重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，北京，100076）

0 引 言

再入飛行器艙內(nèi)微波測距系統(tǒng)的信號傳輸鏈路難以避免微波泄漏時(shí)，會在艙內(nèi)形成多路徑反射微波干擾信號[1]。由于干擾信號與發(fā)射機(jī)本振信號具有相同的信號特征，當(dāng)干擾信號的強(qiáng)度達(dá)到甚至超過接收機(jī)信號處理電路門限時(shí)，微波測距系統(tǒng)便會產(chǎn)生性能下降乃至失效。開展基于時(shí)域變換的多路徑干擾檢測技術(shù)研究，可以識別信號傳輸鏈路中的多路徑干擾并對其強(qiáng)度進(jìn)行定量分析，便于制定有效地干擾抑制措施。

1 多路徑干擾的形成與影響

電磁干擾[2]故障包括3 個(gè)方面，分別為干擾源、敏感體和干擾路徑。再入飛行器微波測距系統(tǒng)的電磁干擾故障敏感體為收發(fā)處理裝置，干擾源應(yīng)為系統(tǒng)所泄漏出的微波信號。泄漏源分析如圖1 所示。

圖1 微波測距系統(tǒng)泄漏源分析示意Fig.1 Analysis of Leakage Source of Microwave Ranging System

干擾路徑一般可分為前門耦合（指通過天線進(jìn)行耦合）和后門耦合（指通過線纜、屏蔽體孔縫進(jìn)行耦合）[3]。一般情況下，射頻電纜、連接器的屏蔽效能都在100 dB 以上，而屏蔽體的導(dǎo)電不連續(xù)性（即屏蔽體上存在的孔洞、縫隙）則會導(dǎo)致屏蔽效能的降低。通常認(rèn)為，在高頻時(shí)，屏蔽效能主要取決于產(chǎn)品殼體上或天線安裝口面處的孔洞和縫隙的大小。當(dāng)微波入射到屏蔽體上時(shí)，會在屏蔽體上感應(yīng)出電流。如果屏蔽體上有導(dǎo)電不連續(xù)點(diǎn)，例如：一個(gè)縫隙，就會在縫隙邊緣形成電壓，于是就形成了一個(gè)電偶極子天線，當(dāng)N個(gè)尺寸相同的孔縫排列在一起，并且相距很近時(shí)，孔縫陣列的屏蔽效能會大大下降（理論數(shù)值為10×logN）?？卓p泄漏原理示意如圖2 所示。

圖2 孔縫泄漏原理示意Fig.2 Schematic Diagram of Hole Leakage Principle

圖3 為使用“波門等代法”的微波脈沖測距系統(tǒng)。

圖3 等待波門原理示意Fig.3 Schematic Diagram of Waiting Wave Gate Principle

被目標(biāo)反射回來的脈沖信號前沿與發(fā)射脈沖前沿之間的延遲時(shí)間為 tR[4]，則被測距離為

式中 C 為光速。

泄漏出的微波信號在儀器艙內(nèi)表面多次反射，并再次通過泄漏位置（可能非同點(diǎn)）耦合進(jìn)入射頻鏈路，當(dāng)其時(shí)序進(jìn)入收發(fā)處理裝置的等待波門且能量足夠時(shí)便會形成欺騙性距離信息進(jìn)而誘發(fā)測距異常。

對于利用多普勒效應(yīng)的微波探測系統(tǒng)，艙內(nèi)外微波信號雖存在相位差，但如果多路徑干擾信號的強(qiáng)度足夠時(shí)會嚴(yán)重降低收發(fā)處理裝置的信噪比，使得有效信號被自動增益控制電路壓制而無法識別，同樣會誘發(fā)系統(tǒng)工作異常。

2 基于時(shí)域變換的多路徑干擾檢測技術(shù)

采用高隔離度脈沖幅度調(diào)制技術(shù)，即脈寬外微波信號的直接耦合必須低于接收到的最低弱信號。為保證接收機(jī)具有較大的動態(tài)范圍，一方面利用功率放大器對發(fā)射信號功率進(jìn)行放大，另一方面接收端增加低噪聲放大器，以實(shí)現(xiàn)對小功率回波信號的準(zhǔn)確接收。對于天線接收到的射頻回波信號，進(jìn)行下變頻處理，頻域信號既包含有效回波信號同時(shí)也存在多路徑反射信號和無效信號等干擾。采用線性調(diào)頻Z 變換（Chirp Z Transform，CZT）和時(shí)域門選通實(shí)現(xiàn)對無效干擾信號的抑制，即利用時(shí)域窗函數(shù)對時(shí)域信號進(jìn)行濾波處理，時(shí)域變換及選通流程如圖4 所示。

圖4 時(shí)域變換流程Fig.4 Time Domain Transformation Process

從時(shí)域選通后的X1(zk)可以獲取有效反射信號時(shí)間差Δt，即發(fā)射信號與接收信號的時(shí)間差，則其位置變化可表示為

式中 Vp為速度分量。

多路徑干擾檢測方案如圖5 所示。

圖5 多路徑干擾檢測方案Fig.5 Block Diagram of Multipath Interference Detection Scheme

考慮到測試動態(tài)范圍較寬，避免接受回波信號低于噪聲，在頻率源與脈沖調(diào)制器之間加入濾波器和功率放大器，以增大發(fā)射信號功率。在不考慮天線增益的情況下，高隔離度脈沖調(diào)制器和定向耦合器決定了測試動態(tài)范圍，其脈寬外泄露信號+定向耦合器隔離度-耦合度即為最小可接收信號。對回波信號進(jìn)行下變頻處理，增加限幅器保護(hù)后續(xù)器件，防止接收信號功率過高造成損壞（若接收信號功率很低，可利用低噪聲放大器進(jìn)行功率放大）。檢波器和AD 采樣將模擬信號轉(zhuǎn)變?yōu)閿?shù)字信號，在CPU 中進(jìn)行處理分析計(jì)算。頻率源、脈沖調(diào)制器、采樣等組件都由CPU 中內(nèi)部通過軟件控制并實(shí)現(xiàn)具體功能。

3 技術(shù)核心

多路徑干擾檢測信號分析如圖6 所示，其技術(shù)核心在于大動態(tài)范圍下的時(shí)域門選通技術(shù)。

圖6 信號分析流向Fig.6 Signal Analysis Flow Direction

根據(jù)線性調(diào)頻Z 變換的反變換首先對有效回波信號的頻域到時(shí)域的轉(zhuǎn)換，然后再進(jìn)行時(shí)域門選通處理。

列長為N 的有限長序列x(n)的Z 變換為

在z 平面一段螺旋線上等角度采樣，采樣點(diǎn)為zk= AW-k, k = 0,1,2,… , M-1。其中，M 為要分析的復(fù)頻譜的點(diǎn)數(shù)，且M 不一定等于N。A 和W 可以是任一復(fù)數(shù)，分別表示為

因此，

則頻域序列為

其中，

其反變換類似。

對于需要抑制的干擾信號，在時(shí)域范圍內(nèi)添加Kaiser-Bessel 窗函數(shù)進(jìn)行濾除，其表達(dá)式如下所示：

式中 I0為第 1 類變形貝塞爾函數(shù)，β 為Kaiser 窗因子，控制窗函數(shù)的形狀；K 為時(shí)域?yàn)V波點(diǎn)數(shù)。

4 仿真分析

4.1 隔離度仿真分析

為獲取反射信號，脈寬內(nèi)微波信號的直接耦合必須低于接收到的最低弱信號，通過高隔離度脈沖調(diào)制器和定向耦合器實(shí)現(xiàn)對泄露信號的抑制。設(shè)置電偶極子和磁偶極子輻射源，模擬多路路徑反射，并調(diào)整源的極化方向和輻射方向調(diào)整背景反射率。對相同輸入功率（0 dBm）下和不同隔離度下信號檢測效果進(jìn)行仿真分析。低隔離度脈沖調(diào)制信號脈寬內(nèi)外信號功率變化如圖7 所示，其脈寬內(nèi)信號功率為0 dBm，脈寬外泄露信號功率為-107 dBm。

圖7 低隔離度下脈寬內(nèi)外信號功率Fig.7 Internal and External Signal Power of Pulse Width under Low Isolation

低隔離度下信號檢測效果如圖8 所示，假定接收回波信號功率為-120 dBm，由于脈寬外泄露信號耦合至接收端，提高了接收端信號噪聲（-115 dBm 左右），導(dǎo)致接收回波信號完全淹沒在噪聲中。

圖8 低隔離度下信號檢測效果Fig.8 Signal Detection Effect under Low Isolation

當(dāng)提高脈沖調(diào)制器或定向耦合器的隔離度至32 dB，即將脈寬外泄露信號功率抑制到-139 dBm，如圖9 所示。檢測效果如圖10 所示，從圖10 中可以看出，接收端信號噪聲為-145 dBm 左右，可準(zhǔn)確檢測到脈沖回波信號為-120 dBm。

圖9 高隔離度下脈寬內(nèi)外信號功率Fig.9 Internal and External Signal Power of Pulse Width under High Isolation

圖10 高隔離度下信號檢測效果Fig.10 Signal Detection Effect under High Isolation

4.2 多路徑干擾信號檢測仿真分析

模擬微波系統(tǒng)腔內(nèi)的多路徑反射信號時(shí)域變換，理想情況下的回波信號時(shí)域變換如圖11 所示，根據(jù)測試原理可以準(zhǔn)確計(jì)算出回波信號源距離。

圖11 理想情況下回波信號Fig.11 Ideal Echo Signal

引入多路徑反射信號（見圖12）之后的信號變化如圖13 所示，干擾信號1、2、3 與目標(biāo)回波信號基本重疊，干擾信號4 介于兩個(gè)目標(biāo)信號之間。

圖12 多路徑干擾Fig.12 Multipath Interference

圖13 模擬真實(shí)環(huán)境下目標(biāo)回波信號和多路徑干擾信號Fig.13 Simulation of Target Echo Signal and Multipath Interference Signal in Real Environment

根據(jù)測試原理，通過獲取回波信號時(shí)間差來計(jì)算回波信號源距離，但是對于干擾4 如果不通過時(shí)域選通濾除干擾，則無法判斷是否為有效回波信號源，因此多路徑干擾會對目標(biāo)回波信號造成影響。為有效地濾除干擾信號，需要通過近距離全反射或自由空間下獲取反射干擾信號時(shí)域數(shù)據(jù)點(diǎn)，通過時(shí)域門選通有針對性濾除干擾信號，獲得回波信號源的真實(shí)反射信號。

5 結(jié)束語

采用微波開關(guān)級聯(lián)的方式實(shí)現(xiàn)高隔離度脈沖調(diào)制，并結(jié)合定向耦合器代替高隔離度定向耦合器，可以降低信號接收端噪聲，有效提高測試動態(tài)范圍（約130 dB）。通過理論分析和仿真驗(yàn)證，該測試方法在理論上完全可以實(shí)現(xiàn)，并且可以從理論上濾除多路徑干擾信號，準(zhǔn)確計(jì)算出回波信號源的距離。