許立洋 方益民 劉亞慧

（江南大學電氣工程與智能裝備研究所 無錫 214122）

1 引言

由于各種交流電源設備在投入實際應用前都要進行非常嚴格的檢測實驗，包括老化實驗、動靜態(tài)測試等。但是，使用傳統(tǒng)負載會造成調(diào)節(jié)不便、精度差、穩(wěn)定性差、極大的能源浪費等問題［1］。為了解決以上問題，一般都采用能饋型電子負載，因此，本文研究了一種基于雙PWM 的三相能饋型交流電子負載。

三相能饋型交流電子負載為交-直-交的兩級結構，分為負載模擬部分和并網(wǎng)逆變部分，現(xiàn)階段有大部分文章對負載模擬部分的指令電流產(chǎn)生算法和并網(wǎng)逆變部分的控制算法進行了研究，但是對于能量傳遞部分的直流側電壓研究的文章較少，如文獻［2］對三相能饋型交流電子負載的直流側電壓進行了分析，并采用了陷波濾波器進行濾波；這種方法雖然可以有效地濾除特定頻率的諧波，但是其頻帶很窄，計算量很大，文獻［3］采用了直流電容直接濾波，這種方法雖然簡單易行，但是濾波效果較差。

基于以上所述，本文在負載模擬側采用了單電流環(huán)的控制策略，并網(wǎng)逆變側采用了電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制策略，兩部分控制策略均采用SVPWM 調(diào)制算法［4］，在能量傳送的直流側采用自適應陷波器進行濾波，可以簡化計算、利于動態(tài)調(diào)整，并且具有更好的濾波效果。

2 電路拓撲與原理分析

三相能饋型交流電子負載主要由負載模擬變換器（Simulation Converter，SC）和并網(wǎng)變換器（Grid Connection Converter，GCC）構成［5］，其主電路結構如圖1 所示。uAo，uBo，uCo為三相電網(wǎng)相電壓；uAi，uBi，uCi為三相測試電源電壓；T 為Δ/Y 型連接的隔離變壓器；SC 部分包括由V1、V6組成的三相IGBT 橋、線等效電阻R1和線等效電感L1；GCC 包括由V7、V12組成的三相IGBT 橋線等效電阻R2和線等效電感L2；DC為直流母線，用來完成SC與GCC之間能量的傳輸。

圖1 三相能饋型交流電子負載的主電路拓撲

三相能饋型交流電子負載的工作原理如圖2所示。通過上面的介紹可知，系統(tǒng)的功能主要由SC 和GCC 兩個部分來完成，SC 部分通過電壓采樣電路獲取測試電源的電壓信號和相位信息，輸入到指令信號產(chǎn)生單元，指令信號產(chǎn)生單元根據(jù)設定負載形式，由相應的指令信號產(chǎn)生算法計算生成指令電流信號，而負載模擬器通過電流控制策略跟蹤指令電流的變化，從而模擬各種特性的負載功能；GCC 部分通過電壓環(huán)和電流環(huán)的雙環(huán)控制結構分別控制直流母線電壓和并網(wǎng)電流，實現(xiàn)功率因數(shù)接近于-1的能量回饋，最終將能量回饋到電網(wǎng)［6］。

3 能饋電子負載的控制策略

3.1 負載模擬側的控制策略

負載模擬側采用單電流環(huán)控制［7］，控制結構如圖3 所示，ADC 為模數(shù)轉換器；U1m測試電源電壓幅值；θ為測試電源相位；i1ref為指令電流；Gi（s）為電流控制器；Gp（s）為理想狀態(tài)下整流橋的傳遞函數(shù)；u1ref為整流橋前側參考電壓；ui為整流橋輸出側電壓。

圖2 三相能饋型交流電子負載工作原理

圖3 負載模擬側控制結構

本文中主要以靜態(tài)計算法提取電子負載模擬恒電流型負載時的給定電流為例，說明了指令電流產(chǎn)生單元的作用［8］，對于恒電流型負載，設測試電源電壓為

待模擬的負載電流為

將式（2）展開得：

對于三相對稱電源，若令：

則：

將式（4）、（5）代入式（3）可得三相電子負載A相的期望電流為

同理，可以得到B、C相的期望電流為

由式（6）、（7）、（8）可知，只要通過提前設定的電流幅值和相位，就可以得到瞬時電流與三相瞬時電壓的關系，即模擬電流負載時的電流給定信息。

得到三相電流指令后通過相位同步，坐標變換得到旋轉坐標系下的電流指令i1ref，與實際采樣計算得到的i1通過PI 控制和前饋解耦控制就可以產(chǎn)生三相PWM 整流器交流側控制量u1ref，最終通過SVPWM調(diào)制就可以得到相應的驅(qū)動信號。

3.2 并網(wǎng)逆變側的控制策略

為了實現(xiàn)將測試電源發(fā)出的能量單位功率因數(shù)反饋回電網(wǎng)，從能饋電子負載的整體結構出發(fā)分析功率傳遞過程，如圖1，現(xiàn)設測試電源側輸出的A相電壓電流為

式中，Umi為測試電源電壓幅值；Imi為輸入電流幅值；θi為電壓與電流的相位角。設并網(wǎng)逆變側輸出的A相電壓電流為

式中，Umo為逆變器輸出電壓幅值；Imo為逆變器輸出電流幅值；θo為電壓與電流的相位角。為了使PWM 變換器正常工作，直流母線電壓必須滿足以下條件：

在理想狀態(tài)下，由穩(wěn)態(tài)有功功率平衡理論可得負載模擬側的功率平衡關系為

并網(wǎng)逆變側的功率平衡關系為

由于直流母線作為中間級的關系，所以其兩側的系統(tǒng)功率應保持平衡，如下：

將式（12）、（13）代入式（14），可得：

在穩(wěn)態(tài)時，直流母線電壓為

由式（15）可知：

將式（17）代入式（16）可得直流母線上電容的初始電壓為

由以上分析可知，當系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運行時，直流母線電壓必須保持恒定，且其幅值需等于直流母線電容電壓的初始值，由式（11）可知，直流母線電壓初始值需要大于等于測試電源電壓和并網(wǎng)逆變側輸出電壓幅值。因此，為了使系統(tǒng)正常工作，在并網(wǎng)前，需要對直流母線電容進行充電，使其滿足上述要求［9］。

直流母線電壓除了需要滿足上述要求外，還需要對其諧波進行分析，在大功率工作時，測試電源輸入側可忽略功率損耗，則測試電源三相瞬時功率為每一相瞬時功率的和，如下：

其中，B、C 相電流電壓定義與A 相僅相位各差120°，通過二倍角公式進行變換，可得：

若設直流母線電壓為uc，其直流分量為udc，其交流分量為uac，則直流母線上輸入的瞬時功率為

由式（12）可得：

由輸入輸出的瞬時功率平衡得：

將式（20）、（21）、（22）代入式（23）計算求解，最終可得：

當θi等于0 的時候，系統(tǒng)處于單位功率因數(shù)狀態(tài)，此時由式（24）可知直流母線電壓中含有測試三相電源電壓頻率的二次諧波，同理可知，直流母線電壓中也會含有并網(wǎng)逆變輸出電壓頻率的二次諧波［10］。所以，若果要想提高并網(wǎng)電流質(zhì)量，需要在并網(wǎng)逆變側的控制環(huán)節(jié)中加入濾波器進行濾波，本文采用在電壓外環(huán)串聯(lián)自適應陷波器的方法，來濾除特定頻率附近的諧波，以減少并網(wǎng)電流的諧波含量［11］。

并網(wǎng)逆變器采用雙環(huán)控制策略，分為電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)［12］，由于電流環(huán)的控制量id和iq控制方法基本相同，所以這里以d 軸電流環(huán)為例。如圖4所示為電流內(nèi)環(huán)控制結構，Gi2（s）為電流控制器，采用PI控制器，GH（s）為逆變橋的傳遞函數(shù)；Gf（s）并網(wǎng)逆變器輸出電壓的前饋環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)。如圖5 所示為電壓外環(huán)控制結構，Gu（s）為電壓控制器，和電流內(nèi)環(huán)一樣采用PI 控制器［13］。直流母線電壓誤差經(jīng)過電壓控制器和電網(wǎng)相位同步得到d 軸的參考電流i*d；經(jīng)過電流內(nèi)環(huán)Gc（s）控制得到并網(wǎng)電流id，再經(jīng)逆變橋傳遞函數(shù)Gv（s）得到逆變橋輸入側的電流idc2；而直流母線上的電流idc則等于負載模擬側的輸出電流idc1與idc2的差值，如圖5 中的Gfa（s）為自適應陷波器，其可以消除直流母線上的基頻為50Hz的二次諧波，從而提高并網(wǎng)電流的質(zhì)量。

圖4 電流內(nèi)環(huán)控制結構

圖5 電壓外環(huán)控制結構

本文采用的自適應陷波器的控制結構如圖6所示［14］，其中x（k）為帶有諧波的直流母線電壓，而輸入側的正弦余弦信號是已知頻率為f0的干擾信號，fs為采樣頻率，將這兩個信號分別與ω1、ω2進行線性組合，就可以使y（k）接近實際的干擾信號，這樣就可以將原始信號中的諧波分量濾除，最后輸出的e（k）就是濾波后信號，而對于ω1、ω2的調(diào)整是由所選擇的自適應算法來完成，本文采用的自適應算法為最小均方誤差算法（LMS），該算法迭代速度很快，計算量?。?5］。

圖6 自適應陷波器控制結構

使用LMS 算法的自適應陷波器具體實現(xiàn)步驟如下［16］：

1）初始化濾波器系數(shù)，即ω1、ω2。

2）由濾波器系數(shù)和干擾信號計算濾波器輸出，即y（k）。

3）計算誤差，即e（k）=x（k）-y（k）。

4）更新濾波系數(shù)，即w（k+1）=w（k）+μe（k）x（k），其中μ為單次調(diào)節(jié)步長。

5）返回2）迭代執(zhí)行直到達到迭代次數(shù)。

4 仿真驗證

4.1 仿真主要參數(shù)設置

負載模擬側：測試電源輸出三相電，相電壓為uAi=220V，頻率為50Hz，輸入電感L1=10mH，線電阻R1=0.1Ω，開關頻率為10kHz，電流環(huán)的PI 控制器的參數(shù)為kp=22，ki=20。

并網(wǎng)逆變側：相電壓uAo=220V，直流側電壓給定為600V，頻率為50Hz，電感L2=2mH，線電阻R2=1Ω，直流母線電容C=1300μF，開關頻率為10kHz，電壓外環(huán)的PI 控制器參數(shù)為kp=3，ki=2，電流內(nèi)環(huán)d 軸的PI控制器參數(shù)為kp=2，ki=1；q 軸的PI控制器參數(shù)為kp=6，ki=3，自適應陷波器的單次調(diào)節(jié)步長μ=1，濾波器階數(shù)為2，ω參數(shù)初始化為0，采樣頻率fs=500Hz，干擾頻率f0=100Hz。

LMS自適應陷波器算法采用Matlab的S-Func?tion 編寫，這樣可以將算法與Simulink 中搭建的其他系統(tǒng)模型聯(lián)系起來。

4.2 仿真結果分析

通過設置負載模擬側中的電流幅值給定為10A；設置相位與電壓相同，即相位差為0°，測試電源輸出的電流與電壓仿真波形如圖7 所示（電流放大10 倍）；設置相位滯后電壓45°，仿真波形如圖8所示；設置相位超前電壓45°，仿真波形如圖9 所示。

圖7 電流與電壓同相位時負載模擬側仿真波形

圖8 電流滯后電壓45°時負載模擬側仿真波形

從圖7、8、9 可知，負載模擬器的起始電流值均為0，但是通過對指令電流的設置，負載模擬器的電流環(huán)可以準確跟隨指令電流變化，實現(xiàn)了可以分別模擬純阻性負載、阻感負載及阻容負載的目的。

在負載模擬側模擬純阻性負載時，其輸出側的直流母線上的電壓波形如圖10 所示，其中虛線曲線為濾波前的電壓波形，實線曲線為濾波后的電壓波形，可以看出虛線曲線代表的電壓波形有明顯的波動，而將其進行濾波后的實線曲線很接近于直流電。

圖9 電流超前電壓45°時負載模擬側仿真波形

圖11 、12 分別為濾波前后直流側的諧波含量圖，可以看出在濾波前直流側電壓中存在大量的二次諧波，THD 為10.63%，而使用自適應陷波器后，濾除了相應的諧波，THD也降低到了1.47%。

圖10 濾波前后直流母線電壓波形

圖11 直流母線電壓濾波前諧波含量

圖12 直流母線電壓濾波后諧波含量

濾波前后并網(wǎng)逆變側輸出的電壓電流波形如圖13、14所示，僅以A相為例。

由圖13（a）和圖14（a）可知，并網(wǎng)電流與電壓相位相反，實現(xiàn)了將被測電源的能量反饋回電網(wǎng)的目的，但是，濾波前的電流峰值約為190A，相位差約為6.7°，也就是其回饋的能量最大約為29.4kW，而濾波后的電流峰值約為203A，相位差約為5.1°，最大回饋能量約為31.6kW。由圖13（b）和圖14（b）可知，在濾波前并網(wǎng)逆變側輸出電流波形的THD為4.87%，而濾波后輸出波形的THD 降低到了1.28%，降低了輸出電流的諧波含量，從而也提高了能量回饋效率。

圖13 濾波前并網(wǎng)逆變器側輸出波形

圖14 濾波后并網(wǎng)逆變器側輸出波形

5 結語

針對于傳統(tǒng)負載存在的缺陷，本文研究了基于雙PWM 的三相能饋電子負載，對電子負載的電路拓撲進行了分析，并確定了相應的控制策略。負載模擬側采用了單電流環(huán)控制策略，使得輸出電流可以跟隨指令電流的幅值和相位，并以靜態(tài)計算法計算恒流負載指令電流為例說明了指令電流的產(chǎn)生原理；并網(wǎng)逆變側采用了電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制策略，不僅保證了直流側電壓穩(wěn)定，還使得并網(wǎng)側輸出電流可以與電網(wǎng)電壓反向，實現(xiàn)能量的高效率回饋電網(wǎng)；在直流母線側加入了自適應陷波器，濾除由兩邊系統(tǒng)所產(chǎn)生的二次諧波，以再次提高并網(wǎng)電流質(zhì)量。最后通過Matlab/simulink 搭建了完整的三相能饋電子負載模型，驗證了其負載模擬側可以正確地模擬不同特性負載，直流母線側降低了諧波含量，并網(wǎng)逆變側實現(xiàn)了能量的回饋電網(wǎng)。