（中南大學 高性能復雜制造國家重點實驗室，長沙 410083）

0 引言

相比于傳統(tǒng)的壓電超聲檢測技術(shù)，電磁超聲檢測技術(shù)采用電磁耦合方法激發(fā)和接收超聲波，具有非接觸、無需耦合劑、精度高、易實現(xiàn)在線監(jiān)測等優(yōu)點，可應用于高溫高速環(huán)境下金屬板材和管材的探傷、厚度檢測等[1～3]。然而，在電磁超聲檢測中換能器的能量轉(zhuǎn)換率比較低，產(chǎn)生的超聲信號比較弱。而且根據(jù)不同規(guī)格的被測試件，一般需要選擇不同脈沖個數(shù)、不同脈沖寬度、不同脈沖頻率的激勵信號來產(chǎn)生超聲波，以提高檢測靈敏度[4～6]。因此，研發(fā)出一種脈沖個數(shù)、頻率、占空比等參數(shù)可調(diào)、輸出大功率的脈沖驅(qū)動電源是非常重要的。

為實現(xiàn)對鋼板、鋁板等金屬的高靈敏度的無損檢測，本文以FPGA為核心，采用UCC21520驅(qū)動芯片與功率MOSFET相結(jié)合組成的H橋逆變電路實現(xiàn)功率放大，設(shè)計了一種新型的、大功率的電磁超聲高壓脈沖驅(qū)動電源。該激勵電源輸出的電壓的峰值可達300V，頻率從300KHz～2MHz、脈沖個數(shù)、脈沖的占空比等可調(diào)，同時具有可靠的過流保護功能，有效提高了電磁超聲換能器轉(zhuǎn)化的效率。

1 激勵電源的系統(tǒng)方案

電磁超聲激勵電源主要由控制信號模塊、驅(qū)動模塊、功放模塊、可控的恒壓直流供電電路、反饋與保護電路和阻抗匹配模塊等六部分組成。其系統(tǒng)原理結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 激勵電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

首先，控制信號模塊由FPGA產(chǎn)生可調(diào)的四路PWM控制信號，然后隔離驅(qū)動模塊放大該控制信號，并驅(qū)動功放模塊中的MOSFET，最后，在恒壓直流電源供電下，功放模塊產(chǎn)生大功率脈沖激勵信號，經(jīng)過阻抗匹配網(wǎng)絡調(diào)諧，將其輸出至電磁超聲探頭。同時，基于比較器構(gòu)成的反饋與保護電路采集驅(qū)動電源輸出的電流，并將其反饋到驅(qū)動模塊的控制端，以實現(xiàn)過電流保護。另外，各模塊之間電源相互獨立，避免了不同模塊之間的信號干擾。

圖2 控制信號模塊仿真時序圖

2 硬件電路設(shè)計

2.1 控制信號模塊設(shè)計

為了適應對不同厚度、結(jié)構(gòu)的鋼板、鋁板等金屬進行測厚，本文設(shè)計的脈沖驅(qū)動電源的脈沖頻率（300KHz～2MHz）、脈沖個數(shù)，占空比都可調(diào)。

控制信號模塊選用Altera公司的Cyclone系列的芯片EP3C25E144C8產(chǎn)生四路可調(diào)的PWM驅(qū)動控制信號。EP3C25E144C8是一種高性能的FPGA芯片，多達24624個邏輯單元（LE），提供83個可用的輸入輸出引腳（I/O），可通過JTAG接口或AS接口實現(xiàn)在線編程（ISP）功能。在QuartusII13.0編譯環(huán)境下，采用Verilog HDL硬件描述語言進行開發(fā)設(shè)計。根據(jù)上述的技術(shù)指標，由于FPGA芯片的外部晶振頻率為40MHz，所以選用外部晶振作為輸入時鐘，周期為25ns。使用仿真軟件modelsim SE對驅(qū)動程序進行模擬仿真，得到的PWM時序波形如圖2所示。

其中，復位信號sys_rst_n采用低電平復位，在開始的一個時鐘周期內(nèi)復位整個電路的計數(shù)器和輸出信號。start表示脈沖啟動信號，cnt_N表示PWM脈沖的計數(shù)器。pwm_L_H、pwm_L_L、pwm_R_H、pwm_R_L分別表示H橋電路四個橋臂的驅(qū)動信號。左橋臂高端MOSFET控制信號pwm_L_H的占空比為50%，左橋臂低端MOSFET控制信號pwm_L_L的占空比為30%，右橋臂高端MOSFET的控制信號pwm_R_H的占空比為30%，右橋臂低端MOSFET的控制信號pwm_R_L的占空比為50%，對角線上的MOSFET輪流導通，從而在輸出端輸出雙極性脈沖。為防止開關(guān)關(guān)斷延時導致的同一橋臂上MOSFET導通，將同一橋臂上兩個驅(qū)動信號間的死區(qū)時間占比設(shè)置為10%。

2.2 驅(qū)動模塊設(shè)計

由于FPGA輸出引腳的電平值僅為3.3V，驅(qū)動能力比較弱，因而需要設(shè)計專門的驅(qū)動電路為MOSFET提供充足的動態(tài)驅(qū)動電流。本文選用TI公司的集成驅(qū)動芯片UCC21520設(shè)計了MOSFET驅(qū)動電路。UCC21520是一款隔離式的雙通道柵極驅(qū)動芯片，其邏輯輸入兼容TTL和CMOS電平，驅(qū)動電流峰值可達4A，驅(qū)動MOSFET的最高頻率可達5MHz，而傳輸延時最大僅為60ns，且其母線工作電壓最高可達1500V，同時它還具有欠電壓保護、重疊保護與調(diào)節(jié)死區(qū)時間等功能[7]。另外，該芯片的輸入側(cè)與兩個輸出端之間采用增強型隔離柵，且兩個輸出端之間采用內(nèi)部功能隔離，無需增加額外的隔離電路，從而使得所組成的驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)簡單、成本降低。

選用集成芯片UCC21520構(gòu)成的驅(qū)動電路如圖3所示。其中，VCCI和GND為數(shù)字電源和數(shù)字地，C4和C6為電源VCCI濾波電容；雙路PWM脈沖信號通過由R4、R6、C2、C3組成的低通濾波電路進入邏輯輸入端的INA和INB，有效地濾除雜波干擾；DISABLE為芯片的使能端，低電平時電路正常工作，高電平時禁用OUTA和OUTB的輸出；VDDA和VSSA分別是驅(qū)動器A的電源和地，VDDB和VSSB分別是驅(qū)動器B的電源和地，當?shù)投薓OSFET導通、高端MOSFET關(guān)斷時，自舉電容Cboot由VDD通過外部自舉電阻R3和自舉二極管D2充電；當?shù)投薓OSFET關(guān)斷、高端MOSFET導通時，自舉二極管D2反向截止，作為懸浮電源的自舉電容Cboot為高端驅(qū)動電路提供能量。自舉二極管D2應選用快速恢復二極管，且反向擊穿電壓要比直流母線電壓DC+要高，并且具有良好的裕量；自舉電阻R3用于限制自舉電容Cboot的充電電流，其值的選取應確保在低側(cè)MOSFET導通期間，高側(cè)驅(qū)動電路消耗自舉電容Cboot上的電荷能夠全部被補充，同時結(jié)合所使用的二極管D2，自舉電阻R3的取值一般為幾Ω；自舉電容Cboot值應根據(jù)MOSFET柵極電荷、持續(xù)導通時間和柵源極漏電流等參數(shù)來確定，并且在PCB中應盡量靠近VDDA和VSSA引腳；C10、C9是驅(qū)動電源VDDB的濾波電容；電阻R2、R8是UCC21520輸出通道到MOSFET柵極間的門極電阻，限制柵極電流變化率，保護MOSFET，一般取值為幾十歐姆；二極管D1、D4分別與電阻R1、R7反向串聯(lián)，用于限制MOSFET釋放的電流，防止大電流損壞UCC21520，電阻取值一般為幾歐姆；D3、D5為穩(wěn)壓二極管，電阻R5、R10對輸入到柵極信號進行分壓，避免了柵源極的電荷積累導致的靜電擊穿；C1，C8是濾波電容，與電阻R2，R8組成低通濾波電路，對UCC21520的輸出信號進行低通濾波。

此電路的邏輯功能是：當INA為高電平、INB為低電平時，OUTA和OUTB分別輸出高電平和低電平；當INA為低電平、INB為高電平時，OUTA和OUTB分別輸出低電平和高電平；當INA和INB的電平相同時，OUTA和OUTB同時輸出低電平，此時電路處于保護狀態(tài)。DT表示死區(qū)時間引腳，通過調(diào)節(jié)電阻R9可以調(diào)節(jié)死區(qū)時間Td，計算公式如下：

式中，Td的單位為ns，R9的單位為KΩ。

2.3 可控的恒壓直流供電模塊設(shè)計

本文設(shè)計的驅(qū)動電源屬于間歇工作，工作時間遠小于非工作的時間，并且工作時間一般都是微妙級的。因此，功放模塊不需要連續(xù)供電，采用可控的恒壓直流充放電電路。本模塊在前人研究的基礎(chǔ)上[8]，對其電路進行改進設(shè)計了可控的高壓直流電源，其電路原理圖如圖4所示。

該電源主要包括調(diào)壓器、全橋整流電路、濾波電路和限流電路以及儲能電容。首先，采用調(diào)壓器調(diào)節(jié)不可控的交流輸入電壓，經(jīng)過整流橋之后，通過濾波電路和限流電路對儲能電容C3充電，進而實現(xiàn)對激勵電源電壓的調(diào)節(jié)。整流橋D7選用GBU1010。濾波電路采用電子濾波器，主要由Q3、R4、C4、R5組成，體積小，濾波電容等效于βC4，β為晶體管Q3的電流放大倍數(shù)，所以等效電容量很大，濾波性能好；另外，也為Q3提供基極偏置電流，而此電流很小，故R4的阻值可以取得很大，但不會使得直流輸出電壓下降很多，這樣R4和C4的濾波效果就比較好，使得Q3基極上的直流電壓中的交流成分很少，同時，根據(jù)發(fā)射極電壓具有跟隨基極電壓的特性，Q3發(fā)射極輸出電壓中的交流成分也很少，達到濾波效果。在限流電路中，當經(jīng)過采樣電阻R3的電流過大時，三極管Q5導通，使得PMOS管Q2（柵極電位高于源極電位）關(guān)斷，從而限制了充電電流，對儲能電容C3起到保護作用。

圖4 可控的恒壓直流電源電路圖

為了驗證供電電路的性能，使用multisim軟件對電路進行仿真，其仿真電路如圖5(a)所示，儲能電容C3的充電波形如圖5(b)所示。由于電阻等耗能元件存在，故而輸出電壓DC+最大值為295.5V左右。

圖5 可控的恒壓直流電源電路仿真圖

2.4 功率放大模塊設(shè)計

同等條件下，H橋電路輸出的功率是半橋的四倍，為了實現(xiàn)輸出大功率的電源要求，本文采用H橋結(jié)構(gòu)來設(shè)計功放電路，其電路原理圖如圖6所示。其中pwm_L_H、pwm_R_L產(chǎn)生同步的激勵信號分別驅(qū)動Q1、Q4，即線路1，pwm_R_H、pwm_L_L產(chǎn)生的同步激勵信號分別驅(qū)動Q3、Q2，即線路2。其中，MOSFET選用英飛凌公司CoolMOS系列的IPI60R099CP，其漏源擊穿電壓為650V，漏極最大連續(xù)電流為31A，漏極最大脈沖電流為93A，漏源正向?qū)娮鑳H為99mΩ，導通延遲時間為10ns，關(guān)斷延遲時間為60ns，上升下降時間都為5ns，完全滿足高頻大功率應用電路。

由于所選用的MOSFET的關(guān)斷速度比較快，而漏極實際電流比較大，所以當其關(guān)斷時會在漏極的寄生電感上產(chǎn)生感應電壓，此電壓會疊加在原漏極電壓上引起尖峰電壓。為了消除尖峰電壓，設(shè)計上采用如圖6所示的RCD保護電路，根據(jù)MOSFET關(guān)斷時能量轉(zhuǎn)移式(2)以及實際的電路調(diào)試，電容C2的取值比計算值大，選取低電感的無極性電容器。同時，電阻R1的選取應保證RCD保護電路的放電時間在MOSFET的導通時間以內(nèi)。此外，二極管D2的選取要滿足MOSFET的開關(guān)速度并且要有一定耐壓值，本文選擇C4D02120E快速恢復二極管。

式中，ID表示MOSFET漏極承受的最大電流，VDS表示MOSFET漏源極最大電壓，ton表示MOSFET導通時間，toff表示MOSFET關(guān)斷時間。

圖6 H橋功率放大電路圖

2.5 反饋與保護電路

為了防止驅(qū)動電源輸出的電流過大，專門設(shè)計了如圖7所示的反饋與保護電路，其中采樣電流是H橋?qū)Φ氐碾娏?。此電路以LM393為核心組成一個電壓比較器，電流通過采樣電阻R4會產(chǎn)生電壓U3，U3通過R1、C1濾波之后進入引腳3，與引腳2上的基準電壓Vref作比較。當驅(qū)動電源正常工作時，比較器的引腳1輸出低電平；當采樣電流過大，U3大于基準電壓時，比較器的引腳1輸出高電平，LM393的引腳1與UCC21520的引腳5（DIS）相連，可使UCC21520驅(qū)動芯片停止向外輸出PWM信號，進而導致MOSFET關(guān)斷，驅(qū)動電源停止工作。同時，LM393的引腳1輸出的高電平通過電阻R6使得三極管Q1導通，二極管D1發(fā)光，提示使用者電路發(fā)生故障。

圖7 反饋與保護電路圖

2.6 阻抗匹配模塊設(shè)計

為了最大限度地利用電磁超聲驅(qū)動電源的輸出功率，提高信噪比，需要對電磁超聲換能器線圈的阻抗進行匹配[9,10]。L形阻抗匹配的等效電路電磁線圈為感性負載，阻抗很小，采用uH級的電感和nF級的電容完全滿足對線圈的阻抗匹配。鑒于對多種頻率不同電磁線圈的阻抗匹配，設(shè)計了一種可調(diào)的L形阻抗匹配網(wǎng)絡的結(jié)構(gòu)，其中，圖8(a)表示阻抗匹配的等效電路，圖8(b)表示實際的阻抗匹配電路圖。該電路利用開關(guān)靈活選取不同的容抗和感抗值，使得線圈兩端的電壓值達到最大即為最合適的阻抗匹配值。在調(diào)節(jié)過程中，當脈沖頻率比較低時，閉合開關(guān)S17來選取L形的Cm、L網(wǎng)絡；頻率比較高時，將S1～S8的開關(guān)統(tǒng)一調(diào)整到短路線一側(cè)來選取Cm、Cn網(wǎng)絡。然后，遵循先大后小的原則進行一一試配。

圖8 阻抗匹配電路圖

3 實驗結(jié)果與分析

保障H橋電路正常工作的關(guān)鍵之一是H橋電路對角線上MOSFET驅(qū)動的同步性和同一橋臂上兩個MOSFET開關(guān)時的死區(qū)時間控制。測得圖7中H橋逆變電路上下橋臂MOSFET的柵極驅(qū)動電壓波形如圖9所示。其中圖9(a)表示H橋電路左橋臂兩個MOSFET的柵極驅(qū)動信號pwm_L_H與pwm_L_L，頻率為400KHz，圖9(b)表示H橋電路右橋臂兩個MOSFET的柵極驅(qū)動信號pwm_R_H與pwm_R_L，頻率為400KHz。同一橋臂在開通與關(guān)斷信號之間都留有一定的死區(qū)時間，避免橋臂直通。從圖9可以看出，PWM驅(qū)動信號的波形高低電平的邊緣比較光滑，基本沒有尖峰電壓毛刺，很適合驅(qū)動H橋中的MOSFET的開關(guān)電路。

圖9 H橋逆變電路上下橋臂MOSFET的柵極驅(qū)動電壓波形圖

為驗證H橋電路對角線上MOSFET驅(qū)動的同步性，測得圖7中的H橋電路對角線上兩個MOSFET柵極驅(qū)動信號波形如圖10所示，其中圖10(a)表示Q1與Q4的柵極驅(qū)動電壓波形，圖10(b)表示Q3與Q2的柵極驅(qū)動電壓波形。從波形中可以看出Q1與Q4驅(qū)動同步性基本一致；Q2與Q3的驅(qū)動同步性也比較一致。

圖10 H橋電路對角線上MOSFET的柵極驅(qū)動信號波形圖

利用實驗室自制的電磁超聲換能器對所設(shè)計的電磁超聲脈沖激勵電源進行實驗。其中，電壓源輸出的電壓波形如圖11所示，由于RCD保護電路能夠很好地吸收MOSFET開關(guān)過程中產(chǎn)生的過沖電壓，因此電壓源輸出的電壓接近方波，電壓峰峰值約為300V，滿足電磁超聲測厚的要求。

圖11 電壓源輸出的波形圖

4 結(jié)語

本文以FPGA為核心，采用H橋逆變電路設(shè)計了一種基于電磁超聲測厚用的高壓脈沖驅(qū)動電源。此電源結(jié)構(gòu)簡單，原理清晰，效率高，可以便捷地調(diào)節(jié)脈沖個數(shù)、頻率與脈沖電壓的幅值來尋找最合適的激勵電磁超聲的參數(shù)，提高電磁超聲換能器的轉(zhuǎn)換效率。經(jīng)過理論分析與大量實驗測試，證明此電磁超聲高壓脈沖驅(qū)動電源達到了基本測厚要求，可應用于多種型號的鋼板、鋁板的電磁超聲厚度的檢測，并獲得良好效果。