王瑞瓊，高永勝* ，王武營，譚慶貴

(1.西北工業(yè)大學(xué)電子信息學(xué)院，西安 710129；2.中國空間技術(shù)研究院西安分院空間微波技術(shù)國家級重點實驗室，西安 710000)

0 引言

與傳統(tǒng)的電傳輸鏈路相比，模擬光鏈路(analog photonic link，APL)具有大帶寬、低傳輸損耗、抗電磁干擾、體積小重量輕等眾多優(yōu)勢。因此，APL在雷達(dá)、電子戰(zhàn)、傳感器網(wǎng)絡(luò)和下一代無線通信系統(tǒng)等許多應(yīng)用中[1-4]引起了廣泛關(guān)注和研究。然而，由于APL中電光調(diào)制器和光電探測器的非線性特性，射頻(radio frequency，RF)信號通過模擬光鏈路傳輸后將會引入非線性失真，其中最主要的為二階交調(diào)失真(second-order intermodulation distortion，IMD2)和三階交調(diào)失真(third-order intermodulation distortion，IMD3)。這些非線性失真降低了RF信號的功率和APL的無雜散動態(tài)范圍(spurious-free dynamic range, SFDR)，導(dǎo)致APL應(yīng)用范圍受限[5]。

在大多數(shù)應(yīng)用中，待傳輸?shù)腞F信號是亞倍頻程的窄帶信號，此時IMD2可以通過濾波器輕松移除。但I(xiàn)MD3與基波信號相距較近，大多數(shù)情況下不能被濾除，因此IMD3被視為APL中的主要失真因素。過去十多年中，研究者報道了許多抑制IMD3的方法。電域預(yù)失真[6]和數(shù)字后處理線性化方法[7-9]是在電域中抑制IMD3的典型方法，但受到模數(shù)轉(zhuǎn)換器帶寬的限制。研究者也提出了許多在光域消除IMD3的方法[10-21]，例如通過調(diào)整線性起偏器的角度來抵消IMD3[10]，利用光纖色散使不同邊帶產(chǎn)生的IMD3互相抵消[11]，通過調(diào)節(jié)雙平行偏振調(diào)制器前的偏振控制器來構(gòu)造反相失真信號達(dá)到抑制系統(tǒng)IMD3的目的[12]等。這些方案存在的一個主要問題是環(huán)境波動對優(yōu)化方案容易造成干擾，從而增加了實施難度[10-12]。另有一些方案采用濾波的方法[13,14]，例如通過優(yōu)化光學(xué)可調(diào)諧帶通濾波器的帶寬和中心波長來抑制IMD3[14]，但該類方案中RF信號的頻率受濾波器帶寬的限制[15]。另外還有一些采用并行結(jié)構(gòu)的IMD3抑制方案[16-18]，例如構(gòu)造Sagnac環(huán)路實現(xiàn)偏振調(diào)制器的雙向工作，通過控制環(huán)路正反兩條路徑之間的功率關(guān)系來抑制IMD3[16]；或基于雙驅(qū)動雙平行馬曾調(diào)制器，通過調(diào)諧RF相位實現(xiàn)線性化[17]；借助輔助調(diào)制產(chǎn)生反相IMD3值以抵消主調(diào)制器中的IMD3[18]。但以上這些并行鏈路需要精確匹配，且依賴于額外的光電器件，造成鏈路實施難度增大、性能不穩(wěn)定以及成本的升高。

本文提出一種基于偏振復(fù)用馬曾調(diào)制器(polarization division multiplexing Mach-Zehnder modulator，PDM-MZM)的線性模擬光鏈路，通過調(diào)整RF調(diào)制指數(shù)和直流偏置點，選擇恰當(dāng)?shù)碾?光功率比，構(gòu)造兩個相位相反的失真信號使其相互抵消，從而獲得更好的線性度和更大的SFDR。

1 方案原理

基于PDM-MZM的線性模擬光鏈路原理圖如圖1所示，由激光二極管(laser diode，LD)、電耦合器(electric coupler，EC)、PDM-MZM、衰減器(attenuator，ATT)、摻鉺光纖放大器(erbium doped fiber amplifier，EDFA)、單模光纖(single mode fiber，SMF)和光電探測器(photodetector，PD)組成。其中PDM-MZM是一個集成調(diào)制器，由一個Y型分路器，兩個子調(diào)制器(MZM1和MZM2)，一個900偏振旋轉(zhuǎn)器(polarization rotator, PR)和一個偏振合束器(polarization beam combiner，PBC)組成。MZM1和MZM2都是雙電極調(diào)制器。為了簡化結(jié)構(gòu)復(fù)雜度，每個子調(diào)制器中僅使用一個射頻電極，另一個射頻電極空置。

圖1 基于PDM-MZM的模擬光鏈路原理圖

在理論分析中，將從激光器LD產(chǎn)生的光波表示為Ein(t)=Ecexp(jωct)，其中wc為光波角頻率，Ec為光波振幅。注入MZM1的RF信號(縮寫為RF1)可以表示為v1S(t)，其中v1為其幅度，S(t)為其頻率信息。類似地，注入MZM2的RF信號(RF2)表示為V2S(t)，V2為其幅度。MZM1和MZM2的直流偏置點分別表示為a1和a2，均可通過兩個子調(diào)制器的直流偏壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。MZM1輸出的光場可以表示為：

(1)

類似地，MZM2輸出的光場可以表示為：

(2)

其中β1,2=πV1,2/Vπ分別表示兩個RF信號在兩個子調(diào)制器中的調(diào)制指數(shù)，Vπ是調(diào)制器的半波電壓。PBC用于對MZM1和MZM2輸出的兩路光信號進(jìn)行偏振復(fù)用。PDM-MZM輸出的偏振復(fù)用信號先經(jīng)過光纖進(jìn)行傳輸，然后通過EDFA進(jìn)行功率補(bǔ)償后，注入PD進(jìn)行雙偏振獨立的光電探測并耦合，最終PD輸出的光電流可以表示為：

(3)

其中η為PD響應(yīng)度，對(3)式進(jìn)行泰勒展開得到：

(4)

雙音測試是通用的測試方法，可以衡量多音、窄帶、寬帶信號的非線性，因此采用雙音信號來驗證基于PDM-MZM的APL線性化效果。設(shè)RF信號為雙音信號S(t)=cosω1t，其中ω1和ω2為雙音信號的兩個角頻率。代入式(4)中，則可以得到輸出的RF信號中IMD3項的系數(shù)為：

(5)

輸出的RF信號中基波項的系數(shù)為：

(6)

為了在保留基波項的同時抑制IMD3，則應(yīng)該滿足以下條件：

(7)

通過改變兩個RF信號的電功率比，可以調(diào)節(jié)兩個RF信號的調(diào)制指數(shù)；通過調(diào)節(jié)兩個子調(diào)制器中的偏置點，可以改變兩個光信號的光功率比。當(dāng)調(diào)制指數(shù)和偏置點滿足(7)式所示的關(guān)系時，可以實現(xiàn)簡單且線性的APL。

理論上，β1，β2，α1和α2可以取任何滿足(7)的值?？紤]到實際的商用RF衰減器參量，實驗中的衰減器值設(shè)置為3 dB。此時，β1和β2具有以下關(guān)系：

(8)

為了抑制IMD3，根據(jù)(7)，α1和α2可以被設(shè)置為：

(9)

2 實驗結(jié)果與討論

實驗裝置如圖1所示連接。激光源(Conquer KG-DFB-40-C34)產(chǎn)生波長為1550.12 nm的連續(xù)光信號。PDM-MZM(Fujitsu FTM7980EDA)的插入損耗為6 dB，半波電壓為3.5V。兩個微波信號發(fā)生器(HP 83640A；Agilent E8267C)分別產(chǎn)生單音信號后經(jīng)過耦合器，得到雙音RF信號。然后將雙音信號連接到一個工作頻率范圍2GHz-26.5GHz 的EC(SHX202-020265)，被分成具有相同功率的RF1和RF2信號。其中RF1用于驅(qū)動MZM1中的一個射頻端口。使用可調(diào)衰減器(GKTS2-2-70-18-A7)將RF2的功率衰減3 dB，衰減后的RF2信號用于驅(qū)動MZM2中的一個射頻端口，如圖1所示。采用一個噪聲系數(shù)為4.5 dB的EDFA(Keopsys CEFA-C-BO-HP)將PDM-MZM輸出的光信號功率補(bǔ)償為20 dBm，然后利用PD(Finisar XPDV2150R)接收調(diào)制后的光信號。PD的帶寬為43 GHz，響應(yīng)度為0.45 A / W。PD輸出的電信號頻譜通過矢量信號分析儀(R&S FSQ40)測量。

在實驗中，首先對鏈路優(yōu)化前后輸出的RF信號頻譜進(jìn)行測試。將傳統(tǒng)的強(qiáng)度調(diào)制模擬鏈路作為對照組實驗，該鏈路與本方案不同之處在于采用偏置在正交點的MZM(Fujitsu FTM7937EZ)作為電光調(diào)制器，其插入損耗4dB，半波電壓為3.5V，其它激光器、EDFA、光纖、PD等光電器件與本文所提出的方案相同。將雙音RF信號的兩個頻率分別設(shè)置為15 GHz和15.1 GHz，輸入PD的光功率為14dBm，為了便于對比，最終PD輸出的電譜圖中兩條鏈路輸出的基波功率相同，傳統(tǒng)強(qiáng)度調(diào)制APL的電譜圖如圖2(a)所示。從圖2(a)中可以看出，PD輸出的電譜除了包含15 GHz和15.1GHz的基波分量，還包括14.9 GHz和15.2 GHz頻率處明顯的IMD3分量，基波對IMD3的抑制比僅為31.1dB。本文所提出的基于PDM-MZM的方案中，PD輸出的電譜如圖2(b)所示，可以看到IMD3被抑制在噪聲以下，基波對IMD3的抑制比超過64.8dB，相比傳統(tǒng)基于MZM的方案提高了33.7dB。

(a)傳統(tǒng)基于MZM的模擬光鏈路電譜圖 (b)基于PDM-MZM的模擬光鏈路電譜圖

然后分別測量傳統(tǒng)基于MZM的模擬光鏈路及本文所提出的基于PDM-MZM的模擬光鏈路的SFDR性能。實驗中逐步改變雙音RF信號功率，分別測量模擬光鏈路輸出的基波、IMD3和噪聲功率，進(jìn)而得到鏈路的SFDR。傳統(tǒng)基于MZM的模擬光鏈路的SFDR為93.2 dB·Hz2/3，如圖3(a)所示。本文所提線性化模擬光鏈路的IMD3被顯著抑制，SFDR提高為110.8 dB·Hz2/3，如圖3(b)所示。相比傳統(tǒng)基于MZM的模擬光鏈路，本文所提方案將SFDR提高了17.6 dB。

為了驗證基于PDM-MZM的模擬光鏈路的寬帶特性，在實驗中，利用矢量信號發(fā)生器(VSG Agilent E8267C)產(chǎn)生了中心頻率為20 GHz的RF矢量信號，該信號采用16進(jìn)制正交幅度調(diào)制(16QAM)，其數(shù)據(jù)速率為160 Mbps。將該RF矢量信號分別輸入基于MZM的模擬光鏈路與本文所提基于PDM-MZM的模擬光鏈路中。當(dāng)輸入RF矢量信號的功率為16dBm時，測得的電譜及星座圖如圖4所示，其中圖4(a)是基于單個MZM的光鏈路輸出的電譜圖及其對應(yīng)的星座圖，從圖中可以明顯看到電譜受到了IMD3影響，星座圖出現(xiàn)扭曲變形情況，失真較大導(dǎo)致測得的誤差矢量幅度(error vector magnitude，EVM)為6.1%。圖4(b)為基于PDM-MZM的電譜圖及其對應(yīng)的星座圖，可以看出電譜圖中IMD3被顯著抑制，星座圖中各單元信號幅值及相位分布均比較理想，EVM為3.7%，相比基于MZM的模擬光鏈路改善了2.4%。

(a)傳統(tǒng)基于MZM的模擬光鏈路電譜圖及星座圖 (b)基于PDM-MZM的模擬光鏈路電譜圖及星座圖

需要指出的是，本文提出的基于PDM-MZM的線性模擬光鏈路設(shè)計方案未對IMD2進(jìn)行補(bǔ)償，因此只能對亞倍頻程的應(yīng)用起到改善效果。另外，PDM-MZM的兩個子調(diào)制器的偏置點容易受到環(huán)境影響而發(fā)生漂移，進(jìn)而影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性并降低系統(tǒng)性能，該問題可采用調(diào)制器偏置控制器來解決[22]。

3 結(jié)論

本文提出了一種基于集成PDM-MZM的線性模擬光鏈路并進(jìn)行了實驗驗證。RF信號分為兩路驅(qū)動PDM-MZM，通過改變兩個RF信號的電功率比及兩個子調(diào)制器的直流偏置點，可以分別改變調(diào)制指數(shù)比和光功率比，以此構(gòu)造出兩個相位相反的非線性失真信號以抵消鏈路的IMD3，最終提高鏈路的SFDR。實驗表明，與傳統(tǒng)的基于MZM的模擬光鏈路相比，文章提出的方案可將IMD3降低33.7dB，SFDR改善17.6dB。實驗還證明在16QAM調(diào)制格式RF信號傳輸情況下，所設(shè)計的模擬光鏈路實現(xiàn)了IMD3抑制，并且解調(diào)得到較好的星座圖和較低的EVM。本文所提出的基于PDM-MZM的模擬光鏈路具有結(jié)構(gòu)緊湊、操作簡單、動態(tài)范圍大的特點，在下一代無線通信系統(tǒng)射頻回傳、雷達(dá)天線拉遠(yuǎn)、電子戰(zhàn)存儲轉(zhuǎn)發(fā)等系統(tǒng)中極具應(yīng)用價值。