朱才青　曹彪　鐘磊　江偉

摘要：針對傳統(tǒng)開關(guān)電源橋式整流濾波部分給電網(wǎng)帶來的諧波污染，高效率無橋功率因數(shù)變換器成為國內(nèi)外學(xué)術(shù)界以及工業(yè)界的研究熱點。立足于雙二極管式無橋PFC（2nd DBPFC）變換器，完成變換器系統(tǒng)方案設(shè)計與器件選型，詳細(xì)分析其工作模態(tài)，并結(jié)合平均電流控制策略完成2nd DBPFC變換器控制程序的編寫。基于含有DSP內(nèi)核的PIC32MK1024MCF064芯片，研制了一臺1 kW 的2nd DBPFC變換器。試驗結(jié)果表明，變換器在220 V輸入滿載條件下，功率因數(shù)達(dá)到98.7%。

關(guān)鍵詞：無橋功率因數(shù)變換器;工作模態(tài);平均電流控制

中圖分類號：TG434.1 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A 文章編號：1001-2303（2020）01-0063-05

DOI：10.7512/j.issn.1001-2303.2020.01.10

0 前言

隨著工業(yè)化進(jìn)程的加快，開關(guān)電源的應(yīng)用日益廣泛，與此同時開關(guān)電源中整流濾波部分大電容的存在給電網(wǎng)注入了大量高次諧波，降低了電能的生產(chǎn)、傳輸和利用效率，甚至在一定程度上影響到電網(wǎng)的正常運行[1]。為此不少發(fā)達(dá)國家和國際合作組織對接入電網(wǎng)的開關(guān)電源的諧波都制定了嚴(yán)格的標(biāo)準(zhǔn)。高效率的無橋PFC變換器成為國內(nèi)外學(xué)術(shù)界以及工業(yè)界的研究熱點。

隨著半導(dǎo)體技術(shù)的快速發(fā)展，SiC、GaN等高性能的高頻功率開關(guān)器件相繼推出，無橋PFC拓?fù)涞墓I(yè)化應(yīng)用成為可能。學(xué)術(shù)界和工業(yè)界圍繞最初的基本型無橋拓?fù)渫卣钩鲈S多新的無橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其中2nd DBPFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有共模干擾小、驅(qū)動控制簡單、工作效率高等優(yōu)點，在工業(yè)界受到普遍青睞[1]。本文基于2nd DBPFC拓?fù)浣Y(jié)合平均電流控制策略完成2nd DBPFC變換器系統(tǒng)設(shè)計和控制程序的編寫，并基于含有DSP內(nèi)核的PIC32MK1024MCF064芯片，研制了一臺1 kW的2nd DBPFC變換器樣機(jī)。試驗結(jié)果證明了2nd DBPFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的合理性和實用性。

1 電路設(shè)計

1.1 系統(tǒng)方案設(shè)計

2nd DBPFC變換器主要由主電路和控制電路兩部分組成，如圖1所示。主電路由分別工作于輸入電壓正負(fù)半周期的2個Boost變換器組成[2]。輸入電壓正半周期時L1、IGBT1、VD1組成一個Boost變換器;輸入電壓負(fù)半周期時L2、IGBT2、VD2組成一個Boost變換器?？刂齐娐分饕蒁SP控制器、輸入電壓調(diào)理電路、輸出電壓調(diào)理電路、電感電流調(diào)理電路、PWM驅(qū)動電路以及故障信號顯示電路組成。

1.2 工作模態(tài)分析

2nd DBPFC變換器在單個工頻周期內(nèi)的工作模態(tài)根據(jù)交流輸入電壓的正負(fù)半周期以及功率開關(guān)管的通斷可分為四種工作模態(tài)。當(dāng)輸入電壓在正半周期時，電路分為兩種工作模態(tài)：開關(guān)管IGBT1導(dǎo)通時，輸入電流經(jīng)過電感L1和IGBT1后，通過整流二極管VD3返回電源，同時負(fù)載R所需能量由輸出電容C提供，工作模態(tài)1等效電路見圖2a;當(dāng)開關(guān)管IGBT1關(guān)斷時，快恢復(fù)二極管VD1導(dǎo)通，輸入電流經(jīng)過電感L1和快恢復(fù)二極管VD1給負(fù)載R和電容C提供能量，電流經(jīng)整流二極管VD3返回電源，在此過程中輸入電源和電感L1共同給負(fù)載R和電容C提供能量，電感儲能減少，工作模態(tài)2等效電路見圖2b。在輸入電壓負(fù)半周期內(nèi)，電路也分為兩種工作模態(tài)：開關(guān)管IGBT2導(dǎo)通時，輸入電流經(jīng)過電感L2和IGBT2后，電流經(jīng)過整流二極管VD4返回電源，同時負(fù)載R所需能量通過輸出電容C提供，工作模態(tài)3等效電路見圖2c;當(dāng)開關(guān)管IGBT2關(guān)斷時，快恢復(fù)二極管VD2導(dǎo)通，輸入電流經(jīng)過電感L2和快恢復(fù)二極管VD2后給負(fù)載R和電容C提供能量，最后經(jīng)整流二極管VD4返回電源，在此過程中輸入電源和電感共同給負(fù)載R和電容C提供能量，電感儲能減少，工作模態(tài)4等效電路見圖2d。

此種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在工作過程中，輸入與輸出通過二極管進(jìn)行連接，輸出不受開關(guān)頻率的影響，可以大幅度降低共模干擾[2]。電路采用不帶體二極管的IGBT作為功率開關(guān)管，減少了電流經(jīng)功率開關(guān)管的體二極管返回電源的流通路徑，降低了電流采樣的難度[3]。并聯(lián)IGBT的源極都與功率地相連，故而電路只需一路驅(qū)動信號，控制簡單，同時其通態(tài)損耗低、電磁干擾小，在大功率應(yīng)用場合具有一定優(yōu)勢，因此本文基于此種拓?fù)溥M(jìn)行高效率無橋PFC變換器的設(shè)計。

1.3 器件設(shè)計選型

1.3.1 Boost電感的設(shè)計

1.3.2 功率開關(guān)器件的設(shè)計

在2nd DBPFC主電路中，當(dāng)功率開關(guān)管導(dǎo)通時，流經(jīng)功率開關(guān)管的電流為電感電流。當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時，開關(guān)管上的電壓為輸出電壓。因此在選擇功率開關(guān)管時，其額定電壓必須大于輸出電壓，額定電流必須大于電感電流的最大值[4]。通常功率開關(guān)管的選擇會考慮實際流過電流乘以1.5倍裕量，開關(guān)管的耐壓值為輸出電壓乘以1.2倍裕量[4]。

根據(jù)變換器工作參數(shù)，功率開關(guān)管IGBT1、IGBT2選取IR公司的IGBT開關(guān)管IRG4PF50W，其額定電壓為900 V，100 ℃時額定電流為28 A;快恢復(fù)二極管VD1、VD2選取RHRP3060，其額定電壓為600 V，額定電流為30 A;整流二極管VD3、VD4選取20A10，其額定反向擊穿電壓為1 000 V，額定電流為20 A。

1.3.3 輸出電容的設(shè)計

輸出電容的選取主要取決于電網(wǎng)掉電后輸出電壓維持時間。維持時間長短與輸出電容、負(fù)載功率、輸出電壓等因素有關(guān)[5]，電容值與各因素之間的關(guān)系式為

針對本設(shè)計，PO為1 kW，Δt取20 ms，UO為400 V，UO_min為310 V，根據(jù)式（7）可得C=626 μF，可將4個680 μF/400 V 的電解電容兩兩串聯(lián)再并聯(lián)使用。

1.3.4 控制電路設(shè)計

目前工業(yè)界主流的控制方式是模擬控制，其具有成熟的控制方法以及針對不同控制策略商業(yè)化的集成芯片，使用簡單。但是相較數(shù)字化控制，模擬控制使用元器件多，易受元器件老化、溫度和外界干擾影響。故而采用DSP進(jìn)行數(shù)字化控制正成為工業(yè)界的發(fā)展方向。PIC32MK1024MCF064芯片具有DSP內(nèi)核，最高主頻可達(dá)198 MHz，能夠滿足高頻開關(guān)頻率要求。本設(shè)計采用2nd DBPFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)結(jié)合平均電流控制策略，通過檢測輸入電壓、電感電流和輸出電壓三個物理量，實現(xiàn)功率因數(shù)校正。

根據(jù)第一節(jié)對2nd DBPFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)工作模態(tài)的分析，采用不帶體二極管的IGBT作為功率開關(guān)管，在一個完整開關(guān)周期內(nèi)，無橋PFC變換器具有一條固定的電流回路返回交流輸入源。因此，針對關(guān)鍵電感電流的采樣具體可行的方案有：（1）電路中串聯(lián)采樣電阻;（2）采用電流互感器采樣電感電流;（3）通過霍爾電流傳感器采樣電感電流。綜合考慮成本、安全性以及采樣信號可靠性，最終采用霍爾電流傳感器結(jié)合電流調(diào)理電路來實現(xiàn)電感電流采樣，同時通過霍爾電壓傳感器結(jié)合相應(yīng)的電壓調(diào)理電路分別進(jìn)行輸入電壓和輸出電壓的采樣。

2 校正算法與軟件

功率因數(shù)校正主要實現(xiàn)兩個目標(biāo)：穩(wěn)定輸出電壓;輸入電流正弦跟隨輸入電壓。在平均電流控制模式中，采用電流電壓雙環(huán)控制，其中電壓控制環(huán)實現(xiàn)穩(wěn)定輸出電壓，電流控制環(huán)實現(xiàn)輸入電流正弦跟隨輸入電壓，平均電流控制算法結(jié)構(gòu)如圖3所示。

將輸出電壓Uout與電壓給定基準(zhǔn)Uref進(jìn)行比較，通過電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)得出調(diào)制電壓Um。計算整流輸入電壓Uac、調(diào)制電壓值Um和整流輸入電壓平均值Uavg的平方倒數(shù)的乘積獲得電流給定基準(zhǔn)值Iref

電流幅值信號平均值Iavg與電流給定基準(zhǔn)值Iref進(jìn)行比較，通過電流環(huán)PI調(diào)節(jié)使得電流幅值信號平均值正弦跟隨輸入電壓，同時通過控制開關(guān)周期內(nèi)功率開關(guān)管通斷時間實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定，以形成電壓電流閉環(huán)控制。

電流給定基準(zhǔn)Iref中整流輸入電壓分量uac使得電流給定基準(zhǔn)與整流輸入電壓同頻同相，電流幅值信號平均值Iavg可以實現(xiàn)更好的相位跟隨。

另外，電流給定基準(zhǔn)中整流輸入電壓平均值分量是為了實現(xiàn)輸入電壓前饋，從而實現(xiàn)在負(fù)載恒定不變、輸入電壓在一定范圍內(nèi)變化的情況下，保證輸入功率穩(wěn)定不變[6]。

3? ?試驗結(jié)果分析

基于2nd DBPFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，結(jié)合平均電流控制策略，使用PIC32MK1024MCF064芯片研制了一臺1 kW的2nd DBPFC變換器，其設(shè)計指標(biāo)為：輸入電壓為交流176～264 V，輸入電壓頻率為工頻50 Hz，輸出電壓400 V。

通過電壓檢測電路和電流檢測電路可以得到變換器工作時輸入電壓和電流在時域上的離散信號，再利用MATLAB通過快速傅里葉變換（FFT）將采樣信號的時域采樣變換為頻域采樣，由此得到輸入電壓和電流的基波相位差以及輸入電流諧波畸變率[7]。最后通過功率因數(shù)計算得到變換器的功率因數(shù)，不同負(fù)載情況下測得的功率因數(shù)曲線如圖4所示。

樣機(jī)滿載輸出時，輸入電壓電流波形以及輸出電壓波形如圖5所示。分析波形可知，輸入電流很好地跟隨輸入電壓，輸出電壓穩(wěn)定升壓到392 V。負(fù)載從空載突然跳變到滿載時輸入電壓電流和輸出電壓波形如圖6所示，輸出電壓約有52 V的突降，同時經(jīng)過約50 ms恢復(fù)到穩(wěn)態(tài)392 V;輸入電流經(jīng)過約30 ms較好地跟隨輸入電壓。

4 結(jié)論

本文立足于2nd DBPFC拓?fù)洌瓿勺儞Q器系統(tǒng)方案設(shè)計與器件選型，并詳細(xì)分析其工作模態(tài)，同時結(jié)合平均電流控制策略完成2nd DBPFC變換器控制程序的編寫。并基于PIC32MK1024MCF064芯片，研制了一臺1 kW的2nd DBPFC變換器。試驗結(jié)果表明，采用雙閉環(huán)數(shù)字控制，變換器在220 V輸入及滿載條件下，功率因數(shù)可達(dá)到98.7%。

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