李世元

(天津大學(xué) 天津市成像與感知微電子技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,天津 300072)

1 引 言

太赫茲(THz)輻射是0.1～10 THz的電磁輻射,介于無線電波與光波之間,此波段的電磁輻射具有很多獨(dú)特的性質(zhì):①對(duì)介電材料和非極性液體具有良好穿透性,可用作透視成像；②光子能量低,具有安全性；③包含了豐富的光譜信息。因此,太赫茲技術(shù)廣泛應(yīng)用于衛(wèi)星遙感、成像探測(cè)、生物醫(yī)學(xué)和射電天文學(xué)等領(lǐng)域。

然而,由于太赫茲波源的問題一直未能很好解決,太赫茲科學(xué)技術(shù)的發(fā)展受到很大限制,形成了所謂的“THz Gap”[1-3]。目前,太赫茲源的主要實(shí)現(xiàn)方法是通過基波振蕩、諧波提取及倍頻技術(shù)[4]。隨著工作頻率的提高,直接通過振蕩器來獲得高輸出功率、低相位噪聲的高性能信號(hào)源是非常困難的。因此,可采用工作在較低頻率的振蕩器結(jié)合倍頻器的方式來獲取具有高輸出功率、低相位噪聲和良好穩(wěn)定性的高品質(zhì)太赫茲源。故開展有關(guān)應(yīng)用于太赫茲源信號(hào)實(shí)現(xiàn)的倍頻器的研究具有重要的意義。

本文基于55 nm CMOS工藝,結(jié)合跨導(dǎo)增強(qiáng)的雙推技術(shù)與幅度相位糾正技術(shù),提出了一種應(yīng)用于太赫茲信號(hào)源的寬帶四倍頻鏈路。

2 倍頻器工作原理

常見的倍頻器按工作原理可分為吉爾伯特單元倍頻器、結(jié)合濾波網(wǎng)絡(luò)的單端倍頻器、分布式倍頻器、平衡式倍頻器等[5]。

其中,以push-push結(jié)構(gòu)為基礎(chǔ)的平衡式倍頻器,采用差分信號(hào)的輸入方式,增大了輸入功率,同時(shí)起到寬帶基波抑制的功能,節(jié)省了面積并簡(jiǎn)化電路,因此在倍頻器設(shè)計(jì)中具有廣泛應(yīng)用。

傳統(tǒng)push-push平衡式倍頻器如圖1所示,流經(jīng)晶體管的電流可以建模為:

I=νsatWCOX(VGS-VTH)=KV0cosω0t

(1)

其中,V0代表了單側(cè)電壓擺幅。

對(duì)上式進(jìn)行傅里葉級(jí)數(shù)展開,可表示為:

(2)

圖1 傳統(tǒng)push-push二倍頻器

本設(shè)計(jì)采用跨導(dǎo)增強(qiáng)的push-push倍頻結(jié)構(gòu),如圖2所示。每一個(gè)晶體管柵極被輸入信號(hào)驅(qū)動(dòng),且源極被反相信號(hào)驅(qū)動(dòng),從而得到更大的輸入驅(qū)動(dòng)擺幅。假設(shè)柵極驅(qū)擺幅為源極驅(qū)動(dòng)擺幅的α倍。于是,在共模點(diǎn)輸出的二次諧波電流分量可表示為:

(3)

由此可見,相較于傳統(tǒng)push-push倍頻結(jié)構(gòu),采用跨導(dǎo)增強(qiáng)的push-push結(jié)構(gòu),可使跨導(dǎo)增大1+α倍,從而提高了二次諧波電流,增大了倍頻器的輸出功率與倍頻增益。

圖2 跨導(dǎo)增強(qiáng)的push-push二倍頻器

3 鏈路有源巴倫的設(shè)計(jì)

在倍頻鏈路中,需要采用巴倫結(jié)構(gòu)將單端信號(hào)轉(zhuǎn)為差分信號(hào)。巴倫按組成可分為有源巴倫與無源巴倫。在射頻集成電路中,相比于無源巴倫,有源巴倫由于小型化和可能帶來的增益而受到許多關(guān)注[6-8]。然而,當(dāng)工作頻率接近毫米波時(shí),由于寄生效應(yīng)的影響,傳統(tǒng)巴倫結(jié)構(gòu)的輸出端存在較大的幅度與相位誤差,這會(huì)導(dǎo)致平衡式push-push結(jié)構(gòu)在倍頻合成時(shí),不能夠完全抵消和抑制基波與奇次諧波,繼而惡化了倍頻增益與諧波抑制性能。

為了克服上述問題,提出采用應(yīng)用于有源巴倫的幅度相位糾正技術(shù),在毫米波頻段下實(shí)現(xiàn)對(duì)傳統(tǒng)巴倫輸出端幅度與相位誤差的同時(shí)糾正。

圖3為所提出的幅度相位糾正技術(shù)原理圖,其中,糾正電路包含兩個(gè)相同的共源共柵結(jié)構(gòu),共源結(jié)構(gòu)對(duì)信號(hào)進(jìn)行反相放大而共柵結(jié)構(gòu)對(duì)信號(hào)同相放大。將輸入端口間相位誤差表示為ΔθA,幅度誤差表示為GA?？紤]到實(shí)際情況中寄生的影響,糾正電路中的共源共柵結(jié)構(gòu)也會(huì)引入新的幅度與相位誤差。因此將共源共柵結(jié)構(gòu)所引入的相位誤差表示為ΔθB,幅度誤差表示為GB。

圖3 幅度相位糾正技術(shù)原理圖

糾正電路將輸入信號(hào)分為四條支路信號(hào),各支路電流表示為:

(4)

四條支路的電流信號(hào)在輸出端重新組合,產(chǎn)生一對(duì)新的差分信號(hào),表示為:

(5)

(6)

通過對(duì)比式(5)、(6)中各項(xiàng)的系數(shù)和初相位,可以觀察到在新產(chǎn)生的輸出信號(hào),即Vout1與Vout2之間,存在四處不同。然而,由于幅度誤差G與實(shí)數(shù)值2相比通常較小,因此最終的輸出信號(hào)Vout1與Vout2可近似視為差分信號(hào)。因此該結(jié)構(gòu)可以對(duì)幅度與相位誤差進(jìn)行有效抑制,且不依賴于特定的無源寄生補(bǔ)償方法,在毫米波頻段同樣適用。

為了驗(yàn)證幅度相位糾正技術(shù)在不同輸入誤差下的適用性與魯棒性,通過改變輸入信號(hào)間的幅度與相位誤差,重復(fù)進(jìn)行仿真,來觀察糾正后的輸出端口處幅度與相位誤差,如圖4所示。

圖4 在不同輸入條件下,輸出端口處幅度與相位誤差結(jié)果

可以看出,當(dāng)輸入信號(hào)間的幅度誤差在0～10 dB、相位誤差在10°～100°范圍內(nèi)取值時(shí),輸出端幅度誤差均低于0.3 dB,相位誤差均低于5.3°。

因此,經(jīng)電路仿真驗(yàn)證可得,該技術(shù)在毫米波頻段下展示出良好的幅度相位糾正性能,能夠?qū)鹘y(tǒng)有源巴倫的輸出不匹配進(jìn)行糾正,在實(shí)現(xiàn)信號(hào)轉(zhuǎn)換功能的同時(shí),改善了下一級(jí)平衡式push-push倍頻器輸入信號(hào)間的幅度與相位誤差,繼而提高了倍頻器的增益諧波抑制性能。

4 電路設(shè)計(jì)與原理分析

本文提出了一種基于55 nm CMOS工藝的太赫茲波段高倍頻增益高輸出功率寬帶四倍頻鏈路,倍頻方案如圖5所示。

該四倍頻器采用倍頻-有源巴倫-再倍頻的結(jié)構(gòu)。第一級(jí)二倍頻器采用單端倍頻結(jié)構(gòu),將信號(hào)由60 GHz倍頻到120 GHz；之后通過新型有源巴倫將120 GHz的單端信號(hào)轉(zhuǎn)為差分信號(hào),既提高了鏈路增益,又減小了傳統(tǒng)巴倫結(jié)構(gòu)的輸出端幅度與相位誤差,改善諧波抑制性能；第二級(jí)倍頻器采用跨導(dǎo)增強(qiáng) push-push結(jié)構(gòu),進(jìn)一步提高了倍頻增益與輸出功率,從而在輸出端得到中心頻率為240 GHz的高性能太赫茲波源。

圖5 太赫茲波段四倍頻器框圖

太赫茲波段四倍頻器整體電路拓?fù)淙鐖D6所示。

圖6 太赫茲波段四倍頻器整體電路原理圖

第一級(jí)倍頻器采用單端結(jié)構(gòu),將晶體管偏置在B類,從而在輸出端得到較多的基波分量和二次諧波分量,其中基波分量需要通過高通濾波網(wǎng)絡(luò)濾除。傳統(tǒng)濾波方法為在輸出端并聯(lián)一段基波頻率下的開路型四分之一波長(zhǎng)傳輸線。然而,四分之一波長(zhǎng)傳輸線會(huì)占據(jù)較大的芯片面積,且不能夠完全濾除基波分量。為了減小芯片面積,提高基波抑制同時(shí)降低損耗,采用電容結(jié)合微帶線的諧振網(wǎng)絡(luò)作為濾波網(wǎng)絡(luò),如圖中所示。該設(shè)計(jì)中微帶線電長(zhǎng)度為25°,與四分之一傳輸線相比縮短了72 %。

在級(jí)間有源巴倫的設(shè)計(jì)中,首先利用共源放大器對(duì)信號(hào)進(jìn)行反相放大的特性,得到一對(duì)近似差分的信號(hào)；之后采用幅度與相位糾正技術(shù),基于共源-共柵結(jié)構(gòu),對(duì)兩路近似差分信號(hào)進(jìn)行分配與矢量組合。在分配與重組的過程中,原幅度與相位誤差被平均分配到不同輸出端口中,繼而實(shí)現(xiàn)對(duì)幅度與相位誤差的同時(shí)糾正。同時(shí)采用電流復(fù)用技術(shù),進(jìn)一步降低電路功耗。

第二級(jí)倍頻器采用跨導(dǎo)增強(qiáng)push-push結(jié)構(gòu),最終實(shí)現(xiàn)四倍頻信號(hào)輸出。在該部分倍頻結(jié)構(gòu)中,每一個(gè)晶體管的柵極被輸入信號(hào)驅(qū)動(dòng),且源極被反相信號(hào)驅(qū)動(dòng),相比于傳統(tǒng)的push-push結(jié)構(gòu),增大了輸入信號(hào)Vgs的擺幅,從而提高了輸入信號(hào)的功率,且不引入額外的有源電路,從而在獲得較大增益的同時(shí)進(jìn)一步降低了電路功耗。

5 電路仿真結(jié)果

倍頻器電路使用Agilent ADS軟件基于55 nm CMOS工藝模型進(jìn)行設(shè)計(jì)和仿真。在200～268 GHz頻段內(nèi),輸入功率為0 dBm時(shí)的轉(zhuǎn)換增益隨頻率變化曲線如圖7所示。觀察仿真結(jié)果可知,在210～256 GHz頻段內(nèi),倍頻增益均大于-4 dB,且當(dāng)頻率為230 GHz時(shí),增益最大為-1.16 dB。

圖7 輸入功率為0dBm時(shí),倍頻增益隨頻率變化曲線

在230 GHz輸出頻率下,輸出功率和倍頻增益隨輸入功率的變化如圖8。當(dāng)輸入功率為4 dBm時(shí),輸出功率接近飽和,為-0.5 dBm。當(dāng)輸入功率在-6～4 dBm范圍內(nèi)變化時(shí),倍頻增益均大于-5 dB,其中輸入功率為-2 dBm時(shí),增益最大為-0.55 dB。

圖8 230 GHz頻率下,輸出功率和倍頻增益隨輸入功率的變化曲線

將本文四倍頻器的性能參數(shù)與其他文獻(xiàn)進(jìn)行比較,結(jié)果如表1所示。通過比較可知,本文實(shí)現(xiàn)的太赫茲四倍頻鏈路在帶寬、倍頻增益與輸出功率等方面均表現(xiàn)出較大的優(yōu)越性,為同頻段太赫茲源的設(shè)計(jì)提供了參考。

表1 本文與其他文獻(xiàn)中太赫茲波段四倍頻器的參數(shù)對(duì)比

6 結(jié) 論

本文立足太赫茲科技前沿,著力解決太赫茲波源問題。介紹了傳統(tǒng)push-push倍頻器的基本工作原理,提出將改進(jìn)后的跨導(dǎo)增強(qiáng)push-push技術(shù)運(yùn)用到倍頻器中；分析了毫米波頻段下傳統(tǒng)有源巴倫的輸出不匹配問題,并提出應(yīng)用于有源巴倫的幅度與相位糾正技術(shù),以實(shí)現(xiàn)信號(hào)轉(zhuǎn)換功能,同時(shí)滿足倍頻器的增益與諧波抑制要求。結(jié)合單端晶體管結(jié)構(gòu)與平衡式倍頻結(jié)構(gòu),基于55 nm CMOS工藝設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于太赫茲波源的寬帶四倍頻鏈路,仿真結(jié)果表明,該四倍頻器帶寬為210～256 GHz,相對(duì)帶寬19.7 %,最大轉(zhuǎn)換增益為-0.55 dB,飽和輸出功率為-0.5 dBm。本設(shè)計(jì)為實(shí)現(xiàn)高品質(zhì)太赫茲源提供了新的參考。