陳 昊,封 鋒,曹欽柳,張國(guó)超

(南京理工大學(xué)機(jī)械工程學(xué)院, 南京 210094)

0 引言

反旋穩(wěn)定舵機(jī)控制系統(tǒng)作為彈道修正彈的執(zhí)行機(jī)構(gòu),因其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、響應(yīng)迅速、成本低受到了廣泛關(guān)注[1]。舵機(jī)在實(shí)際工作中需要在控制指令下做連續(xù)的調(diào)整轉(zhuǎn)動(dòng),并且會(huì)受到來(lái)流對(duì)舵機(jī)施加的力矩,這就要要求舵機(jī)轉(zhuǎn)速控制系統(tǒng)具有良好的調(diào)速能力,針對(duì)負(fù)載擾動(dòng)有較強(qiáng)的魯棒性。

目前,最廣泛使用的為PID控制,PID具有響應(yīng)快、結(jié)構(gòu)穩(wěn)定等特點(diǎn),但其調(diào)整精度、抗負(fù)載能力并不能達(dá)到要求[2]。近年來(lái),包括模糊控制、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制等許多的現(xiàn)代控制理論被用在了無(wú)刷直流電機(jī)的調(diào)速系統(tǒng)中。通過(guò)對(duì)文獻(xiàn)的總結(jié)發(fā)現(xiàn)多用于永磁同步電機(jī)調(diào)速控制的滑模變結(jié)構(gòu)控制精度高,在應(yīng)對(duì)非線性負(fù)載的情況有較好效果[3-5]。

針對(duì)無(wú)刷直流電機(jī)的特性,設(shè)計(jì)了改進(jìn)積分型滑模變結(jié)構(gòu)控制器。在常規(guī)滑模面中加入狀態(tài)量的積分,消除穩(wěn)態(tài)誤差[6]。將控制輸入量作為積分初值使得系統(tǒng)開(kāi)始就在滑模面上運(yùn)動(dòng)具有全局魯棒性[7]。參考了分?jǐn)?shù)階的思想,引入誤差函數(shù)對(duì)積分項(xiàng)進(jìn)行加權(quán),加強(qiáng)系統(tǒng)的響應(yīng)速度。設(shè)計(jì)了負(fù)載觀測(cè)器,并將負(fù)載觀測(cè)器嵌入滑?？刂破髦衃8]。系統(tǒng)仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,該控制器具有響應(yīng)快、超調(diào)小等優(yōu)點(diǎn),對(duì)負(fù)載擾動(dòng)有較強(qiáng)的魯棒性。

1 無(wú)刷直流電機(jī)數(shù)學(xué)模型

為了簡(jiǎn)化模型不考慮齒槽效應(yīng),氣息磁場(chǎng)分布為矩形波,不考慮電樞反應(yīng),電機(jī)轉(zhuǎn)子上無(wú)阻尼繞組,永磁體無(wú)阻尼作用。根據(jù)假設(shè)可以得出永磁無(wú)刷直流電機(jī)的動(dòng)態(tài)數(shù)學(xué)模型,其電壓平衡方程為:

(1)

式中:U為PWM輸出電壓;E為電機(jī)電樞繞組反電動(dòng)勢(shì);id為電樞平均電流;R為電樞平均電阻。

永磁無(wú)刷直流電機(jī)的轉(zhuǎn)矩平衡方程為:

(2)

式中:Td為電機(jī)轉(zhuǎn)矩,;TL為負(fù)載轉(zhuǎn)矩;J為電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)慣量;ω為電機(jī)的角速度。其中,電機(jī)的轉(zhuǎn)矩方程為:

Td=KTid

(3)

式中KT為電機(jī)轉(zhuǎn)矩常數(shù)。

2 控制器設(shè)計(jì)

2.1 滑模面設(shè)計(jì)

取無(wú)刷直流電機(jī)系統(tǒng)的狀態(tài)變量為:

(4)

式中:ω*為給定的電機(jī)轉(zhuǎn)速;ω為電機(jī)的實(shí)際轉(zhuǎn)速。

結(jié)合式(2)和式(3),對(duì)式(4)求導(dǎo)可得:

(5)

文獻(xiàn)[2]和文獻(xiàn)[3]中采用的積分滑模面如下:

s=x1+cx2

(6)

仿真中積分初值I0選取為ω*/c,可以使得系統(tǒng)開(kāi)始就在滑模面上。

這種積分滑模面在初始時(shí)刻數(shù)值過(guò)大,嚴(yán)重抑制了調(diào)速性能,雖然能達(dá)到無(wú)超調(diào)的效果,但是嚴(yán)重減緩了響應(yīng)速度。借鑒積分分離和分?jǐn)?shù)階對(duì)誤差量加權(quán)的思想,對(duì)積分狀態(tài)量進(jìn)行加權(quán)優(yōu)化。引入誤差函數(shù)對(duì)式(6)的積分型滑模面進(jìn)行優(yōu)化,優(yōu)化后的滑模面如下:

s=x1+cx2(1-erf(β|x2|))

(7)

其中誤差函數(shù)的數(shù)學(xué)形式為:

(8)

優(yōu)化后的積分型滑模面,犧牲了少許的控制超調(diào)能力,大幅的提高了響應(yīng)速度。

2.2 控制率的求取

式(7)對(duì)t求導(dǎo)可得:

(9)

針對(duì)滑?？刂浦写嬖诘墓逃懈哳l抖振問(wèn)題,采用指數(shù)趨近律法來(lái)設(shè)計(jì)控制器,以提高轉(zhuǎn)速控制系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)品質(zhì)。指數(shù)趨近律的表達(dá)式為:

s′=-εsgn(s)-ks

(10)

聯(lián)立式(9)和式(10)可得:

(11)

2.3 負(fù)載觀測(cè)器的設(shè)計(jì)

狀態(tài)觀測(cè)器的設(shè)計(jì)條件為:給定系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)方程為：

(12)

式中:x表示被觀測(cè)的狀態(tài)量;A為系統(tǒng)矩陣;B為輸入矩陣;C為輸出矩陣。在無(wú)刷直流電機(jī)控制系統(tǒng)中外加負(fù)載無(wú)法直接測(cè)量,將轉(zhuǎn)速的觀測(cè)量與實(shí)際轉(zhuǎn)速的差反饋到積分系統(tǒng)中,構(gòu)成閉環(huán)系統(tǒng)。可以得到狀態(tài)觀測(cè)器的閉環(huán)狀態(tài)空間表達(dá)式:

(13)

假設(shè)負(fù)載轉(zhuǎn)矩短時(shí)間內(nèi)不變,聯(lián)立式(2)和式(13)可以得到電機(jī)的動(dòng)力學(xué)狀態(tài)方程為:

(14)

式中：K=[k1k2]T為狀態(tài)反饋矩陣。

要建立負(fù)載觀測(cè)器滿足矩陣A′的全部特征值具有負(fù)實(shí)部。則有式(15):

(15)

設(shè)其期望極點(diǎn)為α、β,則對(duì)其期望多項(xiàng)式求解可以得到:

(16)

將K代入到式(14)可以得到其負(fù)載觀測(cè)器:

(17)

通過(guò)下文仿真可以證明,該負(fù)載觀測(cè)器可以準(zhǔn)確、快速地觀測(cè)外加負(fù)載。與未引入負(fù)載項(xiàng)的PID控制器對(duì)比可以展現(xiàn)出負(fù)載觀測(cè)器對(duì)系統(tǒng)魯棒性的優(yōu)化作用。

3 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證改進(jìn)后的積分型滑?？刂破鞯目刂菩Ч?使用Simulink進(jìn)行系統(tǒng)仿真。分別使用PID控制器,采用式(6)的積分型滑?？刂破骱筒捎檬?7)改進(jìn)的積分型滑模控制器對(duì)電機(jī)模型進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)。外轉(zhuǎn)子無(wú)刷直流電機(jī)的參數(shù)如表1所示。

表1 無(wú)刷直流電機(jī)規(guī)格參數(shù)

按照無(wú)刷直流電機(jī)參數(shù)建立無(wú)刷直流電機(jī)仿真模型,其中內(nèi)環(huán)電流環(huán)采用PI控制,PID控制的轉(zhuǎn)速環(huán)采用抗飽和積分的控制方法。調(diào)速系統(tǒng)的仿真模型如圖1所示。

圖1 調(diào)速系統(tǒng)仿真模型

將階躍信號(hào)和正弦信號(hào)輸入到轉(zhuǎn)速控制輸入,將階躍信號(hào)、正弦信號(hào)和方波信號(hào)輸入到外加負(fù)載中。分別使用PID、積分型滑?？刂?積分型SMC)和改進(jìn)型積分滑模控制(改進(jìn)積分型SMC)進(jìn)行仿真驗(yàn)證控制能力和負(fù)載觀測(cè)器的觀測(cè)能力。

先對(duì)調(diào)速系統(tǒng)施加階躍信號(hào),將轉(zhuǎn)速值設(shè)置為1 000 r/min,在0.25 s時(shí)對(duì)系統(tǒng)施加0.1 N·m的外加負(fù)載觀察其觀測(cè)值,得到圖2和圖3。

圖2 階躍響應(yīng)仿真對(duì)比曲線

圖3 階躍負(fù)載觀測(cè)仿真曲線

將圖2控制器仿真性能指標(biāo)總結(jié)為表2。

從表2可以看出,改進(jìn)積分型SMC在舍棄了極小的超調(diào)量的情況下縮小了調(diào)整時(shí)間。結(jié)合圖3可以看出,改進(jìn)型積分SMC與負(fù)載觀測(cè)器同步觀測(cè),體現(xiàn)出了改進(jìn)積分型SMC對(duì)誤差的快速觀測(cè)和響應(yīng)。

表2 控制器仿真性能指標(biāo)

分別調(diào)整負(fù)載輸入為周期為0.2 s、幅值為0.1 N·m的方波和周期為0.33 s、幅值為0.1 N·m的正弦波得到負(fù)載觀測(cè)仿真結(jié)果如圖4、圖5和圖6所示。

圖4 方波負(fù)載觀測(cè)仿真曲線

圖5 正弦波負(fù)載觀測(cè)仿真曲線

圖6 正弦波轉(zhuǎn)速仿真曲線

從圖4和圖5可以看出,負(fù)載觀測(cè)器對(duì)負(fù)載的測(cè)量準(zhǔn)確、快速,初始階段的誤差主要因?yàn)殡姍C(jī)啟動(dòng)時(shí)所需要的加速轉(zhuǎn)矩疊加到了負(fù)載轉(zhuǎn)矩上,當(dāng)電機(jī)穩(wěn)定工作不存在較大的轉(zhuǎn)速變動(dòng)時(shí)觀測(cè)器測(cè)量準(zhǔn)確。

圖6為一個(gè)負(fù)載變化周期內(nèi)3種控制器的轉(zhuǎn)速控制,在外加負(fù)載作正弦變化時(shí)PID控制器的控制精度極低,積分型SMC和改進(jìn)積分型SMC調(diào)整能力基本相當(dāng),控制精度極高。

實(shí)際的工作過(guò)程中,轉(zhuǎn)速的調(diào)節(jié)和負(fù)載都是非線性持續(xù)變化的。這里通過(guò)在轉(zhuǎn)速控制端和負(fù)載端都設(shè)置為正弦波來(lái)觀測(cè)控制器的正弦跟蹤性能,系統(tǒng)仿真結(jié)果如圖7所示。

圖7 正弦波跟隨仿真曲線

從圖7的仿真結(jié)果可以看出,在正弦跟隨仿真中,3種控制器都能跟隨轉(zhuǎn)速信號(hào)進(jìn)行正弦調(diào)整,從放大圖中可以看出改進(jìn)積分型滑模SMC的跟隨性能最好。

4 總結(jié)

為了實(shí)現(xiàn)無(wú)刷直流電機(jī)的高精度控制,文中針對(duì)反旋舵機(jī)工作過(guò)程中遇到的非線性負(fù)載的情況進(jìn)行算法設(shè)計(jì)優(yōu)化,并通過(guò)仿真驗(yàn)證了該方法的可行性。

通過(guò)誤差函數(shù)的引入,弱化開(kāi)始階段狀態(tài)量積分對(duì)系統(tǒng)響應(yīng)速度的影響,大大提高了轉(zhuǎn)速控制器的調(diào)整速度。通過(guò)設(shè)計(jì)負(fù)載觀測(cè)器對(duì)外加負(fù)載進(jìn)行準(zhǔn)確快速的測(cè)量,提高了系統(tǒng)對(duì)外加負(fù)載的調(diào)整能力,加強(qiáng)系統(tǒng)的魯棒性。

改進(jìn)積分型滑模控制器更加適合永磁無(wú)刷直流電機(jī)的轉(zhuǎn)速控制,相比于PID控制器和積分型滑?？刂破饔懈玫男阅?。