胡文華， 章超凡

（華東交通大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，南昌330013）

0 引 言

在中壓大功率傳動(dòng)領(lǐng)域，級(jí)聯(lián)多電平逆變器由于其功率等級(jí)高、輸出波形質(zhì)量好、電壓變化率du／dt小、易于實(shí)現(xiàn)模塊化設(shè)計(jì)制造等優(yōu)點(diǎn)而廣泛應(yīng)用［1-6］。目前傳統(tǒng)的級(jí)聯(lián)多電平逆變器中級(jí)聯(lián)H橋逆變器應(yīng)用較多［7-9］。但在輸出電平數(shù)增多時(shí)，級(jí)聯(lián)單元數(shù)量也在相應(yīng)增加，導(dǎo)致產(chǎn)生開關(guān)管數(shù)量急劇增加的問題。文獻(xiàn)［10-13］中提出一種在H橋的基礎(chǔ)上只增加一個(gè)輔助開關(guān)管卻能夠輸出5電平的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，與傳統(tǒng)H橋逆變器相比減少了2個(gè)高頻開關(guān)器件，簡(jiǎn)化了電路結(jié)構(gòu)，減小了開關(guān)損耗。文獻(xiàn)［14-16］中提出了在單相H橋的基礎(chǔ)上增加一個(gè)直流源得以輸出不對(duì)稱的4電平，兩單元級(jí)聯(lián)后可對(duì)稱輸出9電平的逆變器拓?fù)?，減少了開關(guān)管的數(shù)量，降低了成本。但這兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在為獲得更高電平數(shù)時(shí)只能提高級(jí)聯(lián)單元數(shù)量，從而產(chǎn)生開關(guān)器件增多、可靠性降低以及系統(tǒng)控制復(fù)雜等問題。

本文綜合了以上兩種拓?fù)涞膬?yōu)缺點(diǎn)，提出了一種基于不對(duì)稱結(jié)構(gòu)的級(jí)聯(lián)五開關(guān)多電平逆變器（ACFSMC），該逆變器由2個(gè)不對(duì)稱6電平逆變器反向級(jí)聯(lián)而成，可以輸出15電平，并給出了相應(yīng)的調(diào)制方法。該方法以期望輸出波形為目標(biāo)，對(duì)載波層疊后的PWM脈沖信號(hào)按照一定的規(guī)律進(jìn)行與或非等處理得到各開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)逆變器的控制。最后通過MATLAB2016／Simulink進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)來驗(yàn)證理論分析的正確性。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

本文所提出的ACFSMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，其由2個(gè)非對(duì)稱6電平逆變器反向級(jí)聯(lián)而成，圖2是其級(jí)聯(lián)單元模塊。它在傳統(tǒng)的五開關(guān)H橋電路基礎(chǔ)上增加了一個(gè)直流電源，使得每個(gè)半橋橋臂的直流母線電壓不同，分別為3E和4E。其中右邊半橋開關(guān)管S1、S2開關(guān)狀態(tài)互補(bǔ)，工作在基頻狀態(tài)，左邊半橋S3、S4、S5工作在高頻狀態(tài)。以直流電壓源負(fù)端為參考點(diǎn)，輸出電壓uo有4E、3E、E、0、－E、－3E 6種電平。對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)如表1所示。

圖1 不對(duì)稱級(jí)聯(lián)五開關(guān)多電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

表1 不對(duì)稱五開關(guān)六電平逆變器輸出電壓與開關(guān)狀態(tài)之間的關(guān)系

可以看出，單元模塊的輸出電壓電平不對(duì)稱，為了使級(jí)聯(lián)后輸出電壓電平對(duì)稱，故采用兩單元反向級(jí)聯(lián)的連接方式。由表1可知，uao可以輸出4E、3E、E、0、－E 和－3E 6種電平；同樣uob可以輸出3E、E、0、－E、－3E和－4E 6種電平。由uab＝uao＋uob可知，uab可輸出±7E、±6E、±5E、±4E、±3E、±2E、±E、0共15個(gè)電平。

通過以上分析，當(dāng)同樣輸出15電平時(shí)，ACFSMC只需要10個(gè)開關(guān)器件和6個(gè)直流電源。而傳統(tǒng)的級(jí)聯(lián)H橋多電平逆變器則需要28個(gè)開關(guān)器件和7個(gè)直流電源。所以該拓?fù)渚哂兴柙骷俸拖到y(tǒng)控制相對(duì)簡(jiǎn)單的特點(diǎn)，若將其應(yīng)用在三相系統(tǒng)時(shí)，這種優(yōu)點(diǎn)會(huì)更加突出。

2 調(diào)制策略

圖2 級(jí)聯(lián)單元拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

2.1 工作原理

圖3 為ACFSMC的調(diào)制方法，將14層載波按圖3所示依次排列在X軸的上下半?yún)^(qū)，然后將uref與其進(jìn)行比較，得到14個(gè)PWM脈沖信號(hào)。然后對(duì)這14個(gè)PWM脈沖信號(hào)按照一定的規(guī)律進(jìn)行邏輯組合以得到期望的輸出波形。正半周狀態(tài)下，當(dāng)uref＞c7時(shí)，使輸出電平為7E；當(dāng)c6＜uref＜c7時(shí)，使輸出電平為6E；當(dāng)c5＜uref＜c6時(shí)，使輸出電平為5E；當(dāng)c4＜uref＜c5時(shí)，使輸出電平為4E；當(dāng)c3＜uref＜c4時(shí)，使輸出電平為3E；當(dāng)c2＜uref＜c3時(shí)，使輸出電平為2E；當(dāng)c1＜uref＜c2時(shí)，使輸出電平為E；當(dāng)0＜uref＜c1時(shí)，使輸出電平為0。負(fù)半周狀態(tài)依此類推。輸出15電平的調(diào)制過程見表2。

2.2 開關(guān)狀態(tài)組合的確定

表2給出了輸出電壓的合成方法，但其對(duì)應(yīng)的具體開關(guān)狀態(tài)不是唯一的。每個(gè)子模塊中只有右半橋臂的兩個(gè)開關(guān)管狀態(tài)是互補(bǔ)的，左半橋臂和輔助管的開關(guān)狀態(tài)組合有6種，所以單個(gè)模塊的開關(guān)狀態(tài)有12種，兩單元反向級(jí)聯(lián)共有144種開關(guān)狀態(tài)，對(duì)應(yīng)輸出的15種電平。

圖3 級(jí)聯(lián)逆變器的調(diào)制原理

表3給出了每種輸出電平對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)種類。當(dāng)輸出電壓為±4E和±3E時(shí)，開關(guān)狀態(tài)均有3×3種。當(dāng)輸出電壓為±2E時(shí)，開關(guān)狀態(tài)有2×2種。所以輸出15種不同電平所有可能的開關(guān)狀態(tài)有2 916種，所以有必要對(duì)開關(guān)狀態(tài)進(jìn)行合理的組合以達(dá)到最理想的效果。

這里約定以下組合原則：①當(dāng)輸出電平跳變到相鄰電平時(shí)，應(yīng)盡量保持開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)不變，旨在減少開關(guān)損耗。②避免出現(xiàn)單元1和單元2的輸出電壓出現(xiàn)極性相反的情況，這樣可以有效地避免出現(xiàn)電流倒灌問題。

2.3 驅(qū)動(dòng)信號(hào)的實(shí)現(xiàn)

由圖3所示。將正弦調(diào)制信號(hào)uref分別與14個(gè)正負(fù)反向?qū)盈B的三角載波相比較，得到14個(gè)邏輯脈沖信號(hào)A～G、A′～G′。將這14個(gè)邏輯信號(hào)按照2.2節(jié)提出的減少開關(guān)損耗和電流倒灌的原則進(jìn)行邏輯組合可以得到開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，其數(shù)學(xué)邏輯表達(dá)式為：

表2 多層載波調(diào)制15電平組合輸出電壓

表3 輸出電平和相應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)種類

3 仿真分析

為驗(yàn)證本文所提的基于不對(duì)稱結(jié)構(gòu)的級(jí)聯(lián)五開關(guān)多電平逆變器拓?fù)浼罢{(diào)制策略的正確性，在MATLAB2016／Simulink上進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。設(shè)置仿真參數(shù)如下：直流電壓源E＝50 V，調(diào)制比ma＝0.97，載波頻率fc＝10 kHz，基波頻率f0＝50 Hz，則頻率調(diào)制因數(shù)為mf＝fc／f0＝200。

圖4給出了ACFSMC型逆變器的仿真結(jié)果。圖4（a）和圖4（b）分別為兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元的輸出電壓波形，圖4（c）為ACFSMC逆變器的輸出電壓波形。可以看出單元一和單元二的輸出電壓疊加后可以得到逆變器的輸出電壓，輸出電壓為15電平，與前面的理論分析一致。圖4（d）為逆變器輸出電壓的頻譜分析。

圖4 15電平逆變器仿真結(jié)果

可以看出，逆變器輸出電壓基本不含低次諧波，所含高次諧波主要集中在以載波比mf為中心的邊帶附近處，其次數(shù)為mf±k（k為奇數(shù)）。當(dāng)調(diào)制比ma＝0.97時(shí)，濾波前的輸出電壓THD值為8.37%?？梢姡孀兤鞯妮敵鲭妷簽橘|(zhì)量較好的正弦波。

圖5給出了在載波比mf＝200，調(diào)制比ma不同的情況下，輸出電壓的總諧波失真度（THD）的變化趨勢(shì)。由圖可見，當(dāng)ma＝0.1時(shí)，THD 為90.82%；當(dāng)ma＝1時(shí)，THD為7.71%。隨著調(diào)制比ma的增加，逆變器輸出電壓的THD逐漸減小。

圖5 不同調(diào)制比下的輸出電壓THD值

4 結(jié) 語

本文提出了一種基于不對(duì)稱結(jié)構(gòu)的級(jí)聯(lián)五開關(guān)多電平逆變器。該逆變器由兩個(gè)不對(duì)稱的五開關(guān)6電平逆變器反向級(jí)聯(lián)而成，輸出電壓波形可以達(dá)到15電平。在得到相同輸出電平的情況下，比傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)H橋多電平逆變器減少了1個(gè)直流電源，18個(gè)開關(guān)器件。簡(jiǎn)化了電路結(jié)構(gòu)，降低了系統(tǒng)控制的復(fù)雜性?；谳d波層疊調(diào)制方法，對(duì)PWM脈沖信號(hào)進(jìn)行邏輯組合實(shí)現(xiàn)了對(duì)逆變器無電流倒灌控制。最后在MATLAB／Simulink仿真平臺(tái)上驗(yàn)證了該拓?fù)浼捌淇刂品椒ǖ恼_性及有效性。