韋甜柳，李巍巍，楊煜，喻松濤，何智鵬

(直流輸電技術(shù)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(南方電網(wǎng)科學(xué)研究院有限責(zé)任公司)，廣東 廣州 510663)

隨著大功率電力電子技術(shù)飛速發(fā)展，柔性直流技術(shù)在低壓小容量到高壓大容量全范圍都有良好的應(yīng)用前景[1-6]。由于傳輸功率不斷增加，直流工作電壓不斷升高，目前最新的柔性直流輸電技術(shù)已經(jīng)發(fā)展到了±800 kV/5 000 MW等級[7-8]。換流閥是柔性直流輸電的核心設(shè)備，換流閥的核心元件是絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)。目前應(yīng)用于柔性直流輸電領(lǐng)域的大功率電力電子器件主要以硅材料器件為主，由于硅材料本身的限制，傳統(tǒng)硅基器件性能已經(jīng)接近其極限，發(fā)展空間十分有限。由于換流閥工作時(shí)承受的電壓高達(dá)數(shù)十萬伏，電流高達(dá)幾千安培，在此電壓等級下，通常采用數(shù)量眾多的硅基器件功率模塊串聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)高電壓等級的電能變換，造成各個(gè)器件之間的均壓難度大，控制復(fù)雜，成本增大。同時(shí)，以硅作為基礎(chǔ)材料的換流閥會產(chǎn)生巨大的功率損耗[9]。

碳化硅器件采用第3代功率半導(dǎo)體材料，打破了傳統(tǒng)硅基器件的局限性，簡化了拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，降低了裝置成本，成為電力電子器件一個(gè)新的發(fā)展方向。碳化硅器件在電力系統(tǒng)中的應(yīng)用，能顯著提高功率變換系統(tǒng)的功率密度，提高效率，減少散熱器的體積、重量和成本等。在15 kV以上的中高電壓應(yīng)用領(lǐng)域，碳化硅IGBT綜合了功耗低和開關(guān)速度快的特點(diǎn)，相對于碳化硅金屬氧化物半導(dǎo)體效應(yīng)晶體管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)以及硅基IGBT、硅基晶閘管等器件具有顯著的技術(shù)優(yōu)勢，適用于高壓電力系統(tǒng)應(yīng)用領(lǐng)域。碳化硅IGBT可提供拓?fù)浜唵?、結(jié)構(gòu)緊湊、效率高的電能變換方案，使單個(gè)器件的耐壓性能得到提升，不僅能減少所需的電力電子器件數(shù)量，同時(shí)顯著降低損耗，有望在柔性直流輸電、柔性直流配電、直流斷路器、電力電子變壓器、分布式可再生能源發(fā)電、電動汽車、柔性交流輸電系統(tǒng)等電網(wǎng)應(yīng)用場合取得突破[9-11]。

在電網(wǎng)場景應(yīng)用方面，T. Zhao等人開展了基于10 kV碳化硅電力設(shè)備的固態(tài)變壓器研究[12]；F. Wang等人開展了基于13 kV碳化硅MOSFET的固態(tài)變壓器研究[13]；K. Hatua等人開展了基于15 kV碳化硅IGBT的智能變電站研究[14]；南方電網(wǎng)科學(xué)研究院有限責(zé)任公司開展了先進(jìn)寬禁帶電力電子器件應(yīng)用研究、通用功率變換單元研制及試驗(yàn)技術(shù)研究，已初步形成基于全碳化硅器件的5 kV柔性直流功率變換單元技術(shù)方案；國家電網(wǎng)全球能源互聯(lián)網(wǎng)研究院有限公司牽頭承擔(dān)國家重點(diǎn)研發(fā)計(jì)劃項(xiàng)目“高壓大功率SiC材料、器件及其在電力電子變壓器中的應(yīng)用示范”，在外延材料生長、6.5 kV/400 A碳化硅模塊研制方面全部采用國產(chǎn)外延片，并研制出高壓MOSFET芯片，完成電力電子變壓器主電路拓?fù)湓O(shè)計(jì)；特變電工股份有限公司已開展了基于全碳化硅功率器件的能源路由器工程化應(yīng)用研究。

本文以南方電網(wǎng)某柔性直流輸電工程(輸送功率1 000 MW，直流電壓±350 kV)為例，設(shè)計(jì)全碳化硅器件的10 kV柔性直流功率變換單元，分析模塊化多電平換流器(modular multilevel converter，MMC)的工作原理和半橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，提出了功率單元器件參數(shù)選擇方法和抑制碳化硅驅(qū)動信號串?dāng)_的方法，設(shè)計(jì)針對碳化硅的優(yōu)化保護(hù)電路，利用PLECS軟件仿真換流閥的損耗情況，并開展碳化硅器件方案和硅器件方案的損耗及諧波對比分析，最后對碳化硅器件方案的經(jīng)濟(jì)效益進(jìn)行簡單估算。

1 MMC工作原理

1.1 MMC基本單元的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

相比于兩電平或三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在波形質(zhì)量、損耗和可靠性等方面擁有較明顯的優(yōu)勢，因此已迅速發(fā)展成為世界范圍內(nèi)柔性直流工程的主流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[1-4]。

MMC系統(tǒng)具有多個(gè)子模塊功率單元，由于電平數(shù)多，IGBT開關(guān)頻率低(一般在200 Hz以內(nèi))，因此損耗較小，也更適合高壓大功率直流電網(wǎng)需求。在MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)下，柔性直流換流閥由數(shù)量眾多且一致的功率變換單元組成。MMC的橋臂由子模塊級聯(lián)方式構(gòu)成，每個(gè)橋臂由N個(gè)子模塊和1個(gè)串聯(lián)電抗器構(gòu)成，每相分上下2個(gè)橋臂，如圖1所示；調(diào)制原理采用階梯波調(diào)制，通過多個(gè)子模塊的直流電平投入和切除控制使輸出波形跟蹤調(diào)制波，如圖2所示，其中Uref1表示調(diào)制波，Uconv表示MMC輸出的階梯波。

圖1 MMC拓?fù)銯ig.1 MMC topology

圖2 MMC調(diào)制原理Fig.2 MMC modulation principle

1.2 子模塊工作原理

MMC子模塊拓?fù)淙鐖D3所示，其中VT1和VT2為全控器件，VD1和VD2為反并聯(lián)二極管，C0為子模塊直流側(cè)電容器C0的電容值，uC為電容電壓，usm為子模塊兩端的電壓，ism為流入子模塊的電流。子模塊共有3種工作狀態(tài)，分別是閉鎖狀態(tài)、投入狀態(tài)和切除狀態(tài)，其中閉鎖狀態(tài)在正常運(yùn)行時(shí)不允許出現(xiàn)。通過控制VT1和VT2的開關(guān)狀態(tài)，實(shí)現(xiàn)子模塊的投入和切除，從而實(shí)現(xiàn)電容電壓uC的投入或者切除。

圖3 MMC子模塊拓?fù)銯ig.3 MMC Sub-module topology

2 功率變換單元設(shè)計(jì)

2.1 設(shè)計(jì)參數(shù)

根據(jù)設(shè)計(jì)要求的1 000 MW功率和±350 kV電壓等級，計(jì)算直流電流

(1)

式中：PvN為額定直流功率；Udc為直流正負(fù)極之間的直流電壓。

本文設(shè)計(jì)的功率變換單元額定電壓為10 kV，要實(shí)現(xiàn)直流電壓±350 kV的要求，MMC單元1個(gè)橋臂上串聯(lián)的子模塊總數(shù)

(2)

式中Uc為子模塊電容電壓平均值。按照8%冗余數(shù)量來計(jì)算，1個(gè)橋臂的模塊總數(shù)量是76。功率變換單元需要確定半橋子模塊電路中功率器件VT1、VT2、VD1、VD2和電容器C0的參數(shù)，并需要設(shè)計(jì)驅(qū)動電路及保護(hù)電路。

2.2 IGBT及其并聯(lián)二極管選型

IGBT核心參數(shù)的選擇包括額定工作電壓和額定工作電流。

從式(1)可知，額定直流電流約為1 428.6 A，為計(jì)算方便，將額定直流電流設(shè)定為1 500 A。目前市面上現(xiàn)有的碳化硅器件尚未達(dá)到1 500 A級別。為滿足設(shè)計(jì)的參數(shù)需求，考慮2倍設(shè)計(jì)裕度，結(jié)合現(xiàn)有的碳化硅器件情況，選擇美國Cree公司的芯片級碳化硅器件4H-SiC n-IGBT，其工作電壓為27 kV，最大工作電流為20 A。芯片級碳化硅器件一般需采用壓接式封裝使用。壓接式封裝結(jié)構(gòu)采用多個(gè)碳化硅芯片并聯(lián)實(shí)現(xiàn)大電流要求，其靜動態(tài)均流問題更多是依賴芯片的一致性來保證。作為器件應(yīng)用端，本文暫以并聯(lián)理想情況考慮，即不考慮靜動態(tài)均流問題，假定可以通過150個(gè)碳化硅IGBT芯片并聯(lián)來滿足模塊1 500 A電流等級需求。

二極管參數(shù)的選擇包括額定工作電壓和額定工作電流。VD1、VD2作為VT1、VT2的反并聯(lián)二極管，其工作電壓和工作電流要求與IGBT相同。同理，考慮2倍設(shè)計(jì)裕度，選擇27.5 kV/20 A的4H-SiC二極管[15]，以理想情況假定采用150個(gè)芯片并聯(lián)即可滿足模塊1 500 A電流等級要求。

2.3 電容器選型

電容器參數(shù)的選擇包括電容的工作電壓和容值。電容器需要承受的額定工作電壓是10 kV直流電壓，需要考慮1.35～1.50倍裕度，即需要選擇標(biāo)稱工作電壓13.5～15.0 kV的直流電容。

子模塊電容容值的選擇需考慮電容電壓波動。根據(jù)文獻(xiàn)[1]，引入描述子模塊電容大小的通用指標(biāo)等容量放電時(shí)間常數(shù)H，其定義是MMC所有子模塊電容器額定儲能之和以MMC容量大小的功率放電能夠持續(xù)的時(shí)間長度，即

(3)

電容電壓波動率

(4)

取電容電壓波動率為10%，可得

(5)

將式(5)代入式(3)，可得到子模塊電容的容值

(6)

2.4 驅(qū)動及保護(hù)電路設(shè)計(jì)

驅(qū)動電路作為高壓主電路和低壓信號控制電路的接口，是碳化硅器件應(yīng)用的關(guān)鍵技術(shù)和難點(diǎn)之一，其好壞直接決定了功率變換單元能否可靠穩(wěn)定運(yùn)行。同時(shí)，優(yōu)化的驅(qū)動電路能更大限度地呈現(xiàn)出理想的開關(guān)特性，減少開關(guān)時(shí)間，降低開關(guān)損耗，提高功率變換單元的效率。

2.4.1 串?dāng)_問題

由于碳化硅IGBT在開關(guān)時(shí)的電壓、電流變化率較高，通過米勒電容向門極注入或抽取電流影響門極電壓，即在開關(guān)時(shí)刻形成串?dāng)_[16-17]。在橋式電路中，設(shè)初始時(shí)刻上、下管均保持關(guān)斷，當(dāng)上管由關(guān)斷變?yōu)殚_通狀態(tài)時(shí)，隨著上管電壓下降，下管關(guān)斷電壓隨之上升。由于寄生電容Cgc的存在，會有如圖4所示的寄生電流產(chǎn)生，使得下管IGBT的門極電容充電；當(dāng)門極與發(fā)射極間的電壓Uge大于門極閾值電壓Uth后下管導(dǎo)通，使得半橋中上下兩管發(fā)生直通短路，影響器件安全運(yùn)行。圖4中，UCC為正驅(qū)動電壓，UEE為負(fù)驅(qū)動電壓，Uce為集電極與發(fā)射極間電壓，Rg為門極電阻，Cdc為直流電容。

圖4 驅(qū)動串?dāng)_示意圖Fig.4 Schematic of driver crosstalk

與硅IGBT相比，碳化硅IGBT的開關(guān)速度更快，因此流過寄生電容Cgc的電流更大；且碳化硅IGBT的寄生電容值Cgc更小，受寄生電流的影響更明顯。因此，需考慮半橋模塊中的驅(qū)動串?dāng)_問題。

目前抑制驅(qū)動電路串?dāng)_所采取的主要方案是減小負(fù)驅(qū)動電壓UEE的幅值，或者采用有源米勒鉗位電路，為寄生電流提供低阻抗路徑，從而避免向IGBT門極充電。

2.4.2 短路保護(hù)問題

保護(hù)電路在惡劣的工作環(huán)境中為功率變換單元提供必要的保護(hù)，提高系統(tǒng)的安全性、可靠性，能在過壓、過流、過熱等故障狀態(tài)下及時(shí)檢測并保護(hù)功率器件。與傳統(tǒng)的硅器件相比，碳化硅器件的開關(guān)速度更快，短路耐受時(shí)間更短，工作溫度范圍更寬，且受電路寄生參數(shù)影響更大。碳化硅電流密度較大，使其短路電流承受能力降低。通常認(rèn)為，碳化硅短路保護(hù)時(shí)間需要控制在2 μs內(nèi)，以保證器件不會發(fā)生短路失效。短路保護(hù)電路首先需要檢測到故障，然后再進(jìn)行故障保護(hù)動作，因此對故障檢測的準(zhǔn)確性和時(shí)效性要求很高。因此，為充分發(fā)揮碳化硅器件的優(yōu)勢，碳化硅模塊的驅(qū)動電路也面臨著新的挑戰(zhàn)。

2.4.3 驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

為了提高驅(qū)動電路的抗共模干擾能力，需要對驅(qū)動電路的結(jié)構(gòu)加以改進(jìn)，改進(jìn)后的驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)和開關(guān)噪聲模型如圖5所示。與傳統(tǒng)的驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)不同，改進(jìn)后的驅(qū)動電路采用隔離芯片和隔離驅(qū)動芯片將信號地和驅(qū)動地隔離開來，從圖5(b)的開關(guān)噪聲模型可以看出，所加入的隔離芯片在信號地平面加入了額外的阻抗，使得高頻的共模電流不再流入信號地平面，從而解決了碳化硅IGBT開關(guān)過程中電壓變化率過高帶來的共模干擾問題。圖5(b)中，Zout_Sig表示信號電路輸出阻抗，Zout_Pwr表示驅(qū)動電路輸出阻抗。

圖5 改進(jìn)驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)和開關(guān)噪聲模型Fig.5 Improved driving circuit structure and switching noise model

2.4.4 驅(qū)動芯片的選擇

現(xiàn)有的驅(qū)動芯片主要針對硅IGBT或硅MOSFET開發(fā)，專門針對高壓碳化硅器件進(jìn)行性能優(yōu)化的驅(qū)動芯片較少，因此需要進(jìn)一步考慮驅(qū)動芯片的性能。高壓碳化硅要求驅(qū)動電路具有較高的退飽和檢測閾值和較小的退飽和檢測延時(shí)。在有源米勒鉗位電壓方面，碳化硅的驅(qū)動串?dāng)_問題更為嚴(yán)重，因此需要更低的米勒鉗位電壓。通過對比，擬選擇傳輸延時(shí)較小、驅(qū)動電流較大的TI公司的ISO5852驅(qū)動芯片進(jìn)行設(shè)計(jì)。

本文對短路保護(hù)電路進(jìn)行了改進(jìn)，改進(jìn)后的短路保護(hù)電路如圖6所示，主要包含3個(gè)部分：退飽和檢測電路、邏輯控制器和軟關(guān)斷電路。圖6中，Uref為參考電壓，Rdiv1、Rdiv2、Rblank、Rsoft為電阻，Cblank為電容，S1為三極管。

圖6 一種改進(jìn)的短路保護(hù)電路Fig.6 An Improved short circuit protection circuit

退飽和檢測電路的具體工作原理如下：緩沖器輸出的25 V電壓通過電阻Rblank向電容Cblank充電，當(dāng)碳化硅IGBT工作正常時(shí)，Cblank兩端電壓較小(經(jīng)分壓電阻分壓后電壓小于Uref)，因此比較器輸出低電平；當(dāng)發(fā)生短路后，碳化硅IGBT兩端壓降上升，Cblank兩端電壓隨之上升，使得比較器輸出邏輯由負(fù)變正，從而檢測到短路故障。

采用外部電路搭建退飽和檢測電路的好處是可以自由選擇退飽和檢測電壓閾值，以滿足高壓碳化硅器件的需求。當(dāng)邏輯控制器收到短路信號后，通過向軟關(guān)斷電路輸出關(guān)斷信號，S1導(dǎo)通，器件的門極通過電阻Rsoft和S1放電，Rsoft的阻值需遠(yuǎn)大于正常的關(guān)斷驅(qū)動電阻阻值。

3 仿真及對比分析

3.1 仿真分析

以南方電網(wǎng)某工程作為算例，應(yīng)用PLECS仿真軟件分別對2種設(shè)計(jì)方案進(jìn)行仿真分析。由于模塊數(shù)有變化，首先需分析模塊數(shù)變化后橋臂電感是否需要變化。

根據(jù)參考文獻(xiàn)[1]，影響橋臂電感值的主要有3個(gè)方面因素：①橋臂電感具有聯(lián)接電抗器的作用；②橋臂電感可抑制環(huán)流，同時(shí)要避免環(huán)流諧振現(xiàn)象的發(fā)生；③橋臂電感可抑制換流器內(nèi)部故障和直流側(cè)故障時(shí)流過橋臂的故障電流上升率。根據(jù)以上分析，橋臂電感作為聯(lián)接電抗器時(shí)與模塊數(shù)關(guān)系不大；同時(shí)，因?yàn)閾Q流器的整體容量和整體工作電壓并沒有變化，內(nèi)部故障和直流側(cè)故障時(shí)流過橋臂的故障電流仍然一樣，橋臂電感用于抑制直流側(cè)故障電流上升率因素對橋臂電感的取值要求很低，橋臂電感值不需要變化；真正對橋臂電感取值有影響的是橋臂電感必須避開2倍頻環(huán)流諧振角頻率，橋臂電感的取值原則是使相單元串聯(lián)諧振角頻率盡量遠(yuǎn)離2倍頻環(huán)流諧振角頻率。根據(jù)電容取值，計(jì)算相單元串聯(lián)諧振角頻率

(7)

從計(jì)算結(jié)果可以看出，串聯(lián)諧振角頻率為404.68 rad/s，在電網(wǎng)額定角頻率附近，不會引起2倍頻環(huán)流諧振，符合設(shè)計(jì)要求；因此，本文中的模塊數(shù)變化后不需要調(diào)整橋臂電感的大小。

根據(jù)某直流工程的參數(shù)及設(shè)計(jì)參數(shù)，本文采用的仿真參數(shù)見表1，仿真波形如圖7和圖8所示。

表1 仿真參數(shù)Tab.1 Simulation parameters

從圖7、圖8可以看到：電網(wǎng)電壓與電網(wǎng)電流均基本穩(wěn)定；硅器件方案子模塊電壓最高1.75 kV、最低1.46 kV，電壓波動范圍為290 V，電壓波動率為±9.1%；碳化硅器件方案子模塊電壓最高10.87 kV、最低9.09 kV，電壓波動范圍為1.78 kV，電壓波動率為±8.9%。通過仿真結(jié)果可以看出，硅器件方案和碳化硅器件方案的子模塊電壓波動率基本一致且均在波動允許范圍(10%)內(nèi)，可以在此基礎(chǔ)上進(jìn)一步研究相同電壓波動率情況下2種方案的功率器件損耗情況。

圖7 硅器件方案仿真結(jié)果Fig.7 Simulation results of Si device scheme

圖8 碳化硅器件方案仿真結(jié)果Fig.8 Simulation results of SiC device scheme

3.2 諧波分析

對于MMC來說，每個(gè)橋臂有N個(gè)子模塊，其輸出的交流電壓的電平數(shù)是N+1個(gè)，子模塊數(shù)量N直接影響MMC輸出交流電壓諧波性能；因此需要對MMC換流器并網(wǎng)點(diǎn)的輸出電壓和輸出電流波形進(jìn)行諧波分析，結(jié)果見圖9至圖12。

圖9 硅器件方案電壓總諧波畸變率Fig.9 Voltage total harmonic distortion of Si device scheme

圖10 硅器件方案電流總諧波畸變率Fig.10 Current total harmonic distortion of Si device scheme

圖11 碳化硅器件方案電壓總諧波畸變率Fig.11 Voltage total harmonic distortion of SiC device scheme

通過對比分析可以發(fā)現(xiàn)：使用硅器件方案的三相電壓總諧波畸變率分別為0.285%、0.283%、0.283%，三相電流總諧波畸變率分別為0.780%、0.762%、0.776%；使用碳化硅器件方案的三相電壓總諧波畸變率分別為0.373%、0.380%、0.385%，三相電流總諧波畸變率分別為0.838%、0.950%、0.945%。

圖12 碳化硅器件方案電流總諧波畸變率Fig.12 Current total harmonic distortion of SiC device scheme

從結(jié)果來看，當(dāng)使用碳化硅器件時(shí)，由于模塊數(shù)變少，MMC并網(wǎng)點(diǎn)輸出電壓和輸出電流的總諧波畸變率會有一定程度的上升，但差別不大。這是因?yàn)楫?dāng)模塊數(shù)達(dá)到一定程度后，輸出的電壓、電流諧波含量已經(jīng)非常小。根據(jù)參考文獻(xiàn)[1]，一般當(dāng)MMC的模塊數(shù)大于50時(shí)，MMC輸出電壓和輸出電流的諧波已經(jīng)可以滿足要求。

3.3 損耗分析

MMC損耗主要包括IGBT導(dǎo)通損耗、二極管導(dǎo)通損耗、IGBT開關(guān)損耗及二極管反向恢復(fù)損耗[18-20]。除了開關(guān)器件的損耗之外，MMC中還包含了很多其他器件，與開關(guān)器件相比，這些器件的損耗都非常小，可被忽略；因此，本文主要針對器件導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗進(jìn)行分析。

根據(jù)運(yùn)行工況參數(shù)對柔性直流換流閥進(jìn)行準(zhǔn)確的損耗分析與計(jì)算指導(dǎo)效率優(yōu)化、元器件選型和散熱器設(shè)計(jì)，是設(shè)計(jì)的一個(gè)重要環(huán)節(jié)。MMC實(shí)際運(yùn)行工況非常復(fù)雜，且子模塊中各開關(guān)器件功率損耗和結(jié)溫分布特性隨運(yùn)行工況不同而發(fā)生變化，難以精確計(jì)算功率損耗[21-23]。本文應(yīng)用PLECS軟件的損耗仿真分別得到基于硅器件方案和基于碳化硅器件方案的換流閥中各種器件損耗，結(jié)果見表2。

根據(jù)文獻(xiàn)[24-25]，采用硅器件的直流工程滿載損耗率數(shù)據(jù)大概在0.86%～1%，與本文的仿真結(jié)果(0.81%)差別不大，因此可認(rèn)為PLECS的軟

表2 額定狀態(tài)下的換流閥損耗情況Tab.2 Power loss of converter valve under rated condition

件誤差在允許范圍內(nèi)。

器件損耗對比如圖13所示，通過對比可知，使用碳化硅器件方案可大大降低IGBT和二極管的通態(tài)損耗。相同功率條件下，以硅器件方案為基準(zhǔn)：碳化硅器件方案的IGBT通態(tài)損耗降低了79.5%；二極管通態(tài)損耗降低了96.9%；同時(shí)，由于子模塊數(shù)的減少，碳化硅子模塊的動作次數(shù)增加，導(dǎo)致IGBT的開關(guān)損耗提高了5.2%，二極管開關(guān)損耗提高了176.5%；總體損耗降低了34.2%。仿真結(jié)果對比表明利用碳化硅器件可以降低MMC整體的功率損耗。

圖13 損耗構(gòu)成及對比Fig.13 Composition and comparison of converter’s loss

此外，隨著柔性直流輸電電壓等級的升高，硅器件方案中子模塊串聯(lián)數(shù)量的增加會極大提升均壓控制的難度。相比之下，碳化硅器件方案中子模塊串聯(lián)數(shù)量仍有較大的增加空間。同時(shí)，隨著子模塊數(shù)量的增加，碳化硅器件方案中IGBT器件和二極管的開關(guān)損耗會降低。

4 經(jīng)濟(jì)效益分析

從仿真結(jié)果可以看出，碳化硅器件方案可明顯減小柔性直流換流閥的整體損耗，降低散熱系統(tǒng)的散熱容量，節(jié)省的能量可以直接輸送給用戶，減少了非可再生能源的消耗，實(shí)現(xiàn)了節(jié)能環(huán)保和經(jīng)濟(jì)利潤的雙重收益。本文以±350 kV/1 000 MW柔性直流輸電工程為例，估算使用碳化硅器件代替硅器件帶來的直接經(jīng)濟(jì)效益。

由于現(xiàn)階段的高壓碳化硅器件技術(shù)還不成熟，存在載流子壽命問題，良品率不高，暫時(shí)無法實(shí)現(xiàn)規(guī)?；a(chǎn)，成本相對于硅器件仍然偏高。文中提到的27 kV碳化硅器件只是實(shí)驗(yàn)室樣片，尚不具備進(jìn)入實(shí)用的條件，無具體價(jià)格信息，因此以下計(jì)算暫不考慮器件成本因素。

按碳化硅器件方案和硅器件方案分別計(jì)算，碳化硅器件方案的功率損耗為5.34 MW，硅器件方案的功率損耗為8.11 MW，碳化硅器件方案相對于硅器件方案可減少損耗2.77 MW。從±350 kV的高壓應(yīng)用場景來看，損耗降低引起換流閥電流減少13 A左右，對于外圍器件(如柔性直流變壓器、套管、電抗器等)的成本影響不大，因此暫不考慮外圍器件的成本降低影響。整流站和逆變站總計(jì)可減少損耗5.54 MW，隨著整體損耗的降低，換流閥散熱系統(tǒng)的成本也會降低，按某工程散熱系統(tǒng)10萬元/MW估算，可節(jié)約散熱系統(tǒng)投資55.4萬元。假定柔性直流工程全年365天均工作在額定工況，使用碳化硅器件方案每年耗電9.36×107kWh，使用硅器件方案每年耗電14.22×107kWh。采用碳化硅器件方案每年可節(jié)省4.86×107kWh電能，按照最低的普通居民用戶電價(jià)0.5元/kWh來估算，每年所節(jié)省的電能損耗即可產(chǎn)生直接經(jīng)濟(jì)效益2 430萬元。

5 結(jié)束語

碳化硅器件的應(yīng)用將對柔性直流換流閥的設(shè)計(jì)和運(yùn)行性能有著重要影響。以南方電網(wǎng)某±350 kV/1 000 MW柔性直流工程為例，本文針對全碳化硅器件的10 kV/1 500 A柔性直流功率變換單元作了初步研究，進(jìn)行了功率器件和電容選型，并根據(jù)碳化硅器件的特點(diǎn)優(yōu)化了適用于碳化硅器件的隔離型驅(qū)動電路，設(shè)計(jì)了保護(hù)電路，最后仿真分析了碳化硅器件與硅器件在柔性直流輸電工程應(yīng)用場景下的諧波及功率損耗并進(jìn)行對比分析。

通過仿真對比碳化硅器件和硅器件對柔性直流系統(tǒng)整體損耗的影響。在額定工況下，整個(gè)直流工程兩側(cè)換流站采用碳化硅器件方案的功率損耗約為10.69 MW，采用硅器件方案的功率損耗約為16.23 MW。采用碳化硅器件方案可減少約34.2%的換流閥損耗，顯著降低對冷卻設(shè)備的要求，減小設(shè)備的體積與重量，可節(jié)約散熱系統(tǒng)投資55.4萬元。采用碳化硅器件方案每年可節(jié)省4.86×107kWh電能，按照最低的普通居民用戶電價(jià)0.5元/kWh來估算，每年所節(jié)省的電能損耗即可產(chǎn)生直接經(jīng)濟(jì)效益2 430萬元。

綜上所述，目前碳化硅器件成本偏高，現(xiàn)階段在高壓直流輸電中應(yīng)用碳化硅器件存在巨大的成本壓力，這是碳化硅器件應(yīng)用面臨的最大問題。但碳化硅能夠顯著降低損耗，是未來的發(fā)展方向。隨著技術(shù)的進(jìn)步，碳化硅成本下降，碳化硅器件有望全面推廣到柔性直流輸電工程中，每年將節(jié)省大量的電能，帶來巨大的經(jīng)濟(jì)效益和生態(tài)環(huán)境效益。此外，碳化硅可進(jìn)一步簡化電路拓?fù)?，減少功率器件的數(shù)量，提高系統(tǒng)可靠性與穩(wěn)定性。