楊 巍

(鄭州機(jī)電工程研究所，鄭州 450015)

0 引 言

交流電機(jī)因?yàn)榫邆鋬?yōu)異的變頻調(diào)速性能得到普遍應(yīng)用，但大多數(shù)的變頻調(diào)速技術(shù)研究是針對(duì)三相交流電機(jī)的。單相電機(jī)以固定頻率的單相交流電作為電源，運(yùn)行時(shí)輸出功率基本恒定，當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，其輸出轉(zhuǎn)速很難具備隨動(dòng)性。

單相電機(jī)是由單一電源向主、副繞組同時(shí)供電，并經(jīng)由電容器調(diào)相，使得主副繞組保持接近90°的相差。當(dāng)副繞組達(dá)到額定電壓值之前，主、副繞組電壓有線性關(guān)系：Vq=αVd，α為繞組匝數(shù)比；而副繞組達(dá)到額定電壓值之后，兩個(gè)繞組電壓彼此獨(dú)立。隨著人們對(duì)于節(jié)能意識(shí)的不斷加強(qiáng)，開始著手將普通單相電機(jī)改造成可基于脈寬調(diào)速技術(shù)(PWM)的兩相感應(yīng)電機(jī)，實(shí)現(xiàn)單相電機(jī)的變頻調(diào)速功能。

兩相電機(jī)一般由單相異步電機(jī)轉(zhuǎn)變而來，其定子包括主、副兩相繞組，同時(shí)拆除單相異步電機(jī)的起動(dòng)電容。根據(jù)電機(jī)學(xué)原理[1]，電機(jī)內(nèi)部磁鏈保持圓形旋轉(zhuǎn)時(shí)，繞組能以最穩(wěn)定狀態(tài)運(yùn)行。但是對(duì)于兩相電機(jī)，經(jīng)常存在繞組不對(duì)稱的情況，主、副繞組匝數(shù)不一樣時(shí)，合成電壓軌跡會(huì)出現(xiàn)偏移。此時(shí)采用常規(guī)調(diào)制方法，繞組不對(duì)稱的兩相電機(jī)會(huì)輸出不對(duì)稱、畸形的圓形空間旋轉(zhuǎn)磁場，從而產(chǎn)生脈振和噪聲。實(shí)現(xiàn)兩相電機(jī)變頻調(diào)速的關(guān)鍵是：需要在主繞組與副繞組之間提供合適的電壓矢量，從而實(shí)現(xiàn)兩相電機(jī)在變頻調(diào)速范圍內(nèi)始終滿足對(duì)稱運(yùn)行的電壓(幅值和相位)[2]。

本文對(duì)常規(guī)三相電機(jī)SVPWM變頻調(diào)速進(jìn)行策略改進(jìn)，提出一種基于兩相平衡電壓的SVPWM變頻調(diào)速控制策略。采用TI公司TMS320系列DSP搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，優(yōu)化電機(jī)運(yùn)行狀態(tài)，實(shí)現(xiàn)兩相電機(jī)在繞組匝數(shù)不同結(jié)構(gòu)下的穩(wěn)定調(diào)速。

1 兩相三橋臂電壓控制策略分析

對(duì)于繞組不平衡兩相電機(jī)，電壓SVPWM控制策略采用兩相三橋臂全橋逆變電路拓?fù)?，如圖1所示，中間橋臂為公共橋臂，連接至電機(jī)的主、副繞組，兩個(gè)繞組共用中間的公共橋臂，當(dāng)上橋臂開關(guān)管處于“開”狀態(tài)時(shí)，則下橋臂開關(guān)管處于“關(guān)”狀態(tài)，上下橋臂功率開關(guān)管的導(dǎo)通(“1”)與關(guān)斷(“0”)為互逆關(guān)系。

圖1 兩相電機(jī)三橋臂拓?fù)潆娐穲D

該兩相電機(jī)的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中橋臂b為公共橋臂，連接至電機(jī)的主、副繞組。主、副繞組的電壓Vd和Vq分別由a，b，c點(diǎn)的橋臂電壓確定[3]。

Vd=Vao-Vbo

(1)

Vq=Vco-Vbo

(2)

表1 不平衡兩相電壓SVPWM開關(guān)狀態(tài)及相對(duì)應(yīng)的空間矢量

圖2 8狀態(tài)空間電壓矢量軌跡圖

我們采用不平衡電壓SVPWM調(diào)制方法，調(diào)制輸出一個(gè)橢圓形空間旋轉(zhuǎn)磁場，即圖2中虛線橢圓，實(shí)線橢圓為最大電壓下可以調(diào)制輸出的旋轉(zhuǎn)磁場的矢量范圍。通過改變偏轉(zhuǎn)角度則可以矢量合成出滿足需要的Uab,Ucb，滿足Uab與Ucb之間相角差恒定90°，即可以通過SVPWM調(diào)制法達(dá)成非對(duì)稱參數(shù)兩相電機(jī)主、副繞組Vd和Vq之間相角差90°的調(diào)制要求[5]。

合成空間矢量電壓所處扇區(qū)N的判斷如下。

在進(jìn)行SVPWM信號(hào)實(shí)時(shí)調(diào)制時(shí)，先判斷合成電壓矢量所處的扇區(qū)，再由Vd，Vq和適當(dāng)零矢量進(jìn)行空間矢量電壓合成[6]。扇區(qū)判斷采用查表法，盡量減少DSP邏輯運(yùn)算次數(shù)，可提高波形矢量合成速度。假定合成后電壓矢量落在第Ⅰ扇區(qū)，則有：0

表2 合成矢量電壓與扇區(qū)對(duì)應(yīng)關(guān)系

若進(jìn)一步推導(dǎo)各扇區(qū)的關(guān)系，我們?cè)O(shè)置變分量U1,U2,U3分別：

(3)

我們定義如下規(guī)則：若U1>0 ，則A=1，否則A=0；若U2>0，則B=1，否則B=0；若U3>0，則C=1，否則C=0。則A，B，C組合取不同的值一一對(duì)應(yīng)著六個(gè)不同扇區(qū)，因此可由A，B，C的組合判斷所在的扇區(qū)。令N=4C+2B+A，合成電壓的扇區(qū)號(hào)如表3所示[7-8]。

表3 N值與扇區(qū)對(duì)應(yīng)關(guān)系

2 不平衡雙繞組電機(jī)SVPWM控制算法的硬件實(shí)現(xiàn)

2.1 系統(tǒng)電路設(shè)計(jì)

控制系統(tǒng)采用TMS320L F2812為主控芯片，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的硬件框圖如圖3所示，包括SVPWM控制電路、控制電路和檢測電路[9-10]。通過程序設(shè)定轉(zhuǎn)速對(duì)應(yīng)輸出SVPWM信號(hào)，輸入到主電源模塊，完成電壓空間矢量控制?？紤]到系統(tǒng)的安全性和可靠性，接口電路中設(shè)置了光耦隔離，此系統(tǒng)還設(shè)置了電流的保護(hù)電路。

圖3 系統(tǒng)硬件框圖

2.2 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

驅(qū)動(dòng)電路芯片選用美國IR公司的IR2110S驅(qū)動(dòng)器，該芯片具有光耦隔離、電磁隔離功能，無需擴(kuò)展可直接驅(qū)動(dòng)電路的IGBT功率管，IR2110S的外圍電路如圖4所示。

圖4 驅(qū)動(dòng)芯片IR2110S外圍電路設(shè)計(jì)

驅(qū)動(dòng)前后VSS引腳和COM引腳必須接于不同的地電位，主電路工作過程中相對(duì)電壓的浮動(dòng)，會(huì)導(dǎo)致地電位跳變。如果主電路工作過程中的地電壓浮動(dòng)傳導(dǎo)至控制板上，則會(huì)使驅(qū)動(dòng)后側(cè)COM對(duì)前側(cè)的VSS造成一個(gè)瞬時(shí)波動(dòng)，造成+5V電源的不穩(wěn)定。所以在驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)上，必須將驅(qū)動(dòng)芯片IR2110S供電電源側(cè)“地”與強(qiáng)電電路的工作接地嚴(yán)格分開。

具體措施：

(1) 提高驅(qū)動(dòng)芯片+5 V與“地”之間的電容值，增加1 μF的穩(wěn)壓電容，提高沖擊電流的上升時(shí)間。

(2) 在主回路前級(jí)增加平波電感，從電源測消除沖擊電流。

2.3 保護(hù)故障模塊

在驅(qū)動(dòng)電路工作時(shí)，因?yàn)镮GBT等功率部件開關(guān)頻率很高,同時(shí)分布著雜散電容，在高速斬波環(huán)節(jié)IGBT的集電極和發(fā)射極容易產(chǎn)生高頻尖峰電壓毛刺，造成IGBT不能穩(wěn)定工作，還會(huì)損壞逆變器模塊。為此我們?cè)鲈O(shè)故障保護(hù)模塊，如圖5所示。此模塊對(duì)系統(tǒng)的運(yùn)行狀態(tài)實(shí)時(shí)監(jiān)控，當(dāng)系統(tǒng)出現(xiàn)故障時(shí)，SVPWM輸出信號(hào)被封鎖，系統(tǒng)停止運(yùn)行。

圖5 故障保護(hù)模塊框圖

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證及結(jié)果分析

我們對(duì)搭建好的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行變頻調(diào)速實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖6所示,電機(jī)采用普通外轉(zhuǎn)子單相異步電機(jī)，參數(shù)如表4所示。

圖6 變頻調(diào)速實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

表4 單相異步電機(jī)參數(shù)

我們使用HITACHIV-552示波器對(duì)逆變單元上下橋臂輸出電壓和SVPWM調(diào)制波形進(jìn)行掃描，圖7為IGBT上下橋臂輸出的SVPWM波形，圖8讀出死區(qū)時(shí)間為2.12 μs，保證上下橋臂不發(fā)生直通事故而燒毀IGBT。

圖7 上下橋臂輸出的SVPWM波形

圖8 上下臂輸出波形死區(qū)間距2.12 μs3.1 SVPWM實(shí)驗(yàn)結(jié)果

光耦輸出的兩相SVPWM開關(guān)波形如圖9所示，IGBT輸出的兩相繞組SVPWM電壓波形如圖10所示。兩相電壓調(diào)制波形，經(jīng)示波器檔位觀測，并且滿足兩相波形相差90°，符合兩相電機(jī)的驅(qū)動(dòng)要求。

圖9 光耦輸出的兩相SVPWM開關(guān)波形

圖10 IGBT輸出的兩相繞組SVPWM電壓波形

濾波后輸出的繞組電壓波形如圖11所示，繞組電流輸出波形如圖12所示。

圖11 濾波后輸出的主繞組電壓波形

圖12 繞組電流輸出波形

3.2 SVPWM變頻節(jié)能測試

測試電機(jī)調(diào)速程序。當(dāng)接入220 V交流電后，直流母線電壓為310 V，SVPWM調(diào)制頻率從10 Hz開始測試，逐漸修改電壓頻率到50 Hz，可得到V/f折線圖，如圖13所示。繞組電壓/頻率(V/f)圖線性度較好。圖14為電機(jī)轉(zhuǎn)速/電壓圖，也基本為線性增加。說明每個(gè)頻率對(duì)應(yīng)的最佳工作電壓選擇正確。

圖13 繞組電壓/頻率(V/f)

圖14 電機(jī)轉(zhuǎn)速/電壓圖

4 結(jié) 語

測試SVPWM變頻調(diào)速時(shí)電機(jī)運(yùn)行節(jié)能效果，當(dāng)電機(jī)達(dá)到額定轉(zhuǎn)速1 900 r/min時(shí)，電機(jī)能耗為220 W左右，而采用公司原有的帶電容調(diào)速方式，電機(jī)達(dá)到額定轉(zhuǎn)速時(shí)，其能耗為310 W左右，節(jié)省能量消耗100 W左右，證明SVPWM變頻實(shí)現(xiàn)節(jié)能降耗30%。同時(shí)整體噪聲控制在：低頻運(yùn)轉(zhuǎn)32 dB以下，高頻峰值60 dB以下，比之前單相電機(jī)噪聲下降5 dB左右。之后還會(huì)繼續(xù)優(yōu)化波形，研究能否進(jìn)一步提高節(jié)能效果。