駱思雨，許 巖，李正璇，宋英雄，汪 敏

1. 上海大學特種光纖與光接入網(wǎng)重點實驗室，上海200444

2. 上海大學特種光纖與先進通信國際合作聯(lián)合實驗室，上海200444

隨著5G 承載網(wǎng)絡、超高清視頻點播、交互式在線娛樂等高帶寬業(yè)務的不斷涌現(xiàn)，互聯(lián)網(wǎng)的流量呈現(xiàn)爆炸式增長，用戶對網(wǎng)絡帶寬的需求不斷提升. 無源光網(wǎng)絡的成本相對較低，且能平滑升級，是最受運營商青睞的光纖接入方式. 近年來，已經(jīng)見證了無源光網(wǎng)絡（passive optical network, PON）標準中的單波長速率從10 Gbit/s 提升至25 Gbit/s，甚至50 Gbit/s.然而，實現(xiàn)100 Gbit/s 以上總傳輸速率的方案仍然處于討論階段，因此對高速PON 系統(tǒng)中物理層關鍵技術的研究具有重要意義.

結構簡單的時分復用（time-division multiplexing, TDM）PON 架構沿用至今，而波分復用、光碼分復用、正交頻分復用等技術也受到越來越多的關注[1]. 基于強度調制直接檢測（intensity modulation and direct detection, IM/DD）的PON 系統(tǒng)具有成本低、功耗小等優(yōu)勢，同時相干檢測技術由于其高靈敏度也成為下一代PON 的有力競爭者[2]. 此外，對數(shù)字均衡技術、高階調制格式、光放大、前向糾錯、非線性效應、突發(fā)模式以及新型光器件等關鍵問題的研究也非常廣泛，為下一代PON 的發(fā)展打下了堅實的基礎.

本文首先從光接入網(wǎng)技術的發(fā)展歷程出發(fā)，介紹了PON 標準的演進和現(xiàn)狀；然后面向未來光接入網(wǎng)的高容量和低成本需求，分析了下一代PON 面臨的挑戰(zhàn)和成因；接著梳理了下一代高速PON 系統(tǒng)中的物理層關鍵技術，并綜述了我們的相關工作；最后總結了關鍵技術的應用研究和探索方向.

1 光接入網(wǎng)技術標準演進

目前，主要有3 個組織致力于PON 技術的發(fā)展：全業(yè)務接入網(wǎng)論壇（Full Service Access Network, FSAN）、國際電信聯(lián)盟電信標準分局Q2/SG15（International Telecommunication Union Telecommunication Standardization Sector Question 2/Study Group 15, ITU-T Q2/SG15）以及電氣和電子工程師協(xié)會（Institute of Electrical and Electronics Engineers,IEEE）802.3 工作組. FSAN 雖然本身不是標準制定組織，但其技術文稿輸出至ITU-T 并被采納為系列標準，為ITU-T Q2/SG15 的發(fā)展做出了重要貢獻. PON 技術的標準化工作需要漫長的過程，且標準制定完成后必須進行大量的實驗室測試和現(xiàn)場試驗才能實現(xiàn)商業(yè)部署. 自20 世紀90年代中期以來，各標準化組織不斷推出新的PON 技術標準，其發(fā)展歷程如表1 所示.

早期，F(xiàn)SAN 提出了異步傳輸模式無源光網(wǎng)絡（asynchronous transfer mode PON, ATMPON）以及寬帶無源光網(wǎng)絡（broadband PON, BPON），但因其接入業(yè)務類型單一且性價比相對較低而被淘汰. 為了進一步適應市場需求，IEEE 和ITU-T于2004年相繼完成了IEEE802.3ah 以太網(wǎng)無源光網(wǎng)絡（Ethernet PON, EPON）和ITU-T G.984 吉比特無源光網(wǎng)絡（gigabit-capable PON, GPON）的標準化制定工作. 除了GPON 具有更高的下行速率外，EPON 和GPON 的區(qū)別還表現(xiàn)在幀結構上. EPON 幀格式與IEEE802.3 的以太網(wǎng)數(shù)據(jù)幀格式兼容，而GPON 則是通過ATM 信元和通用成幀協(xié)議承載不同類型的用戶數(shù)據(jù).

隨著互聯(lián)網(wǎng)流量的不斷提升和PON 技術的不斷發(fā)展，速率更高的IEEE 802.3av 10GEPON 和ITU-T G.987 XG-PON 應運而生，并分別于2009年和2010年完成標準制定，兩者均支持對稱和非對稱兩種物理層傳輸模式，且XG-PON 的10G 對稱傳輸標準XGSPON 于2016年修訂完成. 此外，10G-EPON、XG-PON 均采用與EPON、GPON 不同的上行和下行波長，有利于實現(xiàn)不同PON 技術的共存. GPON 和XG-PON 的后繼標準ITU-T G.989 NG-PON2 于2015 制定完成，通過時分波分復用（time wavelength division multiplexing,TWDM）技術實現(xiàn)了40 Gbit/s的下行總速率. TWDM-PON 可以與已部署的TDM-PON 共存，是未來進一步提升PON 系統(tǒng)容量的有效方案.

在10G-EPON 成功部署6年后，IEEE 802.3ca 工作組于2015年啟動了25G/50G/100GEPON 的標準化工作. 最初，IEEE 802.3ca 工作組計劃通過綁定4 個速率為25 Gbit/s 的波長信道來實現(xiàn)100 Gbit/s 的總速率.但由于無法達到預期的技術成熟度，該標準已于2017年11月修改為25G/50G-EPON. 隨著25G 光器件的成熟，50G-EPON 采用2×25 Gbit/s 的復用方案實現(xiàn)50 Gbit/s 的總速率. ITU-T Q2/SG15 在線速率為10 Gbit/s 的XGS-PON 和NGPON2 的基礎上，計劃實現(xiàn)更高速率的PON，包括單波長50 Gbit/s TDM-PON 和N×50 Gbit/s TWDM-PON 以及點對點的WDM-PON 等[3]. IEEE 802.3ca 和ITU-T Q2/SG15 關于50G-PON 的標準化工作分別計劃于2020年和2021年完成.

表1 PON 標準的發(fā)展歷程Table 1 Development of PON standards

根據(jù)PON 技術的發(fā)展趨勢，下一代PON 的傳輸總速率將達到或超過100 Gbit/s. 然而，傳輸速率的提高對物理層的性能提出了新的要求. 考慮到用戶對接入網(wǎng)成本的敏感性，以經(jīng)濟高效的方式來滿足未來的帶寬需求已成為下一代PON 的研究熱點.

2 下一代PON面臨的挑戰(zhàn)及成因

在過去的幾十年里，TDM-PON 的成功取決于日益成熟的光電技術[4]. 在現(xiàn)有的研究中，高帶寬器件的可行性已被證明[5]. 然而，由于接入網(wǎng)的成本敏感性，基于低帶寬器件的高速PON 系統(tǒng)受到更多關注[6-7]. 以超過信道帶寬的符號速率進行傳輸會導致相鄰符號之間出現(xiàn)脈沖混疊，從而產生符號間干擾（inter-symbol interference, ISI）. 此外，隨著傳輸速率的提高，光纖的色散效應會使光信號經(jīng)過光纖傳輸后產生嚴重的脈沖展寬現(xiàn)象，從而限制了光纖系統(tǒng)的傳輸距離，說明色散效應也是光信號產生畸變并造成ISI 的重要原因. 因此，如何有效消除帶寬受限和色散效應等引起的ISI是亟待解決的問題.

在一般情況下，PON 系統(tǒng)的目標功率預算為29 dB（IEEE 稱為PR30，ITU-T 稱為N1）.ITU-T 對更高的功率預算也充滿興趣，比如31 dB（N2）和33 dB（E1）[8]. 光鏈路功率預算取決于入纖光功率和接收機靈敏度. 一方面，入纖光功率過高會引起非線性效應，比如受激布里淵散射；另一方面，傳輸波段的選擇是影響接收機靈敏度的重要因素之一. 雖然C 波段的光纖損耗較低，但嚴重的色散會導致功率衰落[9]；而在O 波段，雖然低色散引起的碼間干擾較小，但器件帶寬的限制和較高的光纖損耗使PON 系統(tǒng)難以獲得較高的靈敏度[10]. 因此，提高功率預算的方案還需要進一步研究.

WDM 是提升光傳輸系統(tǒng)總容量的常用方法. 在NG-PON2 和50G-EPON 中均采用基于波長堆疊技術的TWDM-PON 架構[2]. 雖然WDM 充分利用了帶寬資源，且因單波長速率較低而能有效提高功率預算，但是隨著入纖功率的提高、信道數(shù)目的增加以及信道間隔的減小，光纖的非線性效應成為影響傳輸性能的重要因素. 比如，在IEEE 關于100G-EPON 技術標準的研究中，波長分配方案要充分考慮四波混頻（four-wave mixing, FWM）串擾的影響[11]. 目前，對非線性效應的研究主要采用仿真系統(tǒng)來實現(xiàn)[12-13]. 因此，通過實驗系統(tǒng)對非線性效應進行觀測并研究補償方案對WDM 在NG-PON 中的應用具有重要意義.

直接檢測技術因其成本低、功耗小而廣泛應用于PON系統(tǒng). 當NG-PON 的傳輸速率超過100 Gbit/s 時，相干檢測技術也成為頗具潛力的方案之一. 相干檢測的優(yōu)勢在于能夠通過本振激光器提高接收機靈敏度，從而達到功率預算的要求. 此外，因為相干檢測能恢復信號的相位信息，所以色散引起的失真可以得到一定程度的緩解. 然而，傳統(tǒng)的光相干接收機需要復雜的結構和算法. 近年來，低復雜度相干檢測技術已成為相干PON 的研究熱點，有望在獲得靈敏度增益的同時使光接入網(wǎng)具有成本效益[14].

鑒于此，本文重點闡述了解決上述問題的有效方案和相關工作的研究成果. 離線數(shù)字信號處理中的均衡技術是高速傳輸系統(tǒng)中不可或缺的一部分，通常與高階調制格式相結合以消除由于色散、帶寬受限和非線性效應等引起的ISI. 將光放大器置于發(fā)射端和接收端，能同時提高入纖功率和接收靈敏度，增強的前向糾錯碼可以提供光增益，從而實現(xiàn)更高的功率預算. 四波混頻和交叉相位調制是PON 中常見的兩種非線性效應，通過實驗對其進行觀測和分析為后續(xù)的補償方案研究打下基礎. 對相干檢測中的本振光發(fā)生方案和相位噪聲補償算法進行簡化，可以實現(xiàn)適合于成本敏感的PON 系統(tǒng)的相干接收機.

3 下一代PON物理層關鍵技術及其研究進展

3.1 數(shù)字均衡技術

結構最簡單的線性前饋均衡器（feed-forward equalizer, FFE）是一個橫向濾波器，由多個帶抽頭的延時線構成. 每個抽頭的延時信號經(jīng)加權后相加，其形式與有限沖激響應濾波器相同. 在FFE的基礎上，判決反饋均衡器（decision feedback equalizer, DFE）進一步引入反饋濾波器，以便從當前估計值中去除由先前符號引起的ISI. 通常來說，DFE 的性能優(yōu)于FFE 的性能[15-16].

基于維特比算法的最大似然序列估計（maximum likelihood sequence estimation,MLSE）均衡是目前有記憶信號的常用檢測方法，也是加性高斯白噪聲信道的最佳均衡方案. MLSE 通過遍歷所有可能的發(fā)送序列，選擇與接收序列的歐氏距離最小的序列作為判決輸出. 由于傳統(tǒng)的MLSE 算法需要大量的乘法運算，采用絕對值度量來代替歐氏距離度量可以大大降低MLSE 算法的復雜度[17-18]. 圖1(a)比較了在不同接收光功率和記憶深度L的情況下兩種度量方式的性能，可見簡化的MLSE 算法不會造成靈敏度的下降.

Volterra 濾波器（Volterra filter, VF）是補償非線性失真最有效的方法. Volterra 模型因為引入高階的Volterra 級數(shù)核，所以能夠準確地描述信道輸入和輸出的關系. 隨著階數(shù)和記憶長度的增加，Volterra 均衡器的計算復雜度呈指數(shù)規(guī)律增長. 文獻[19-20]提出包含前饋和反饋抽頭的Volterra-DFE 可以實現(xiàn)更好的性能，并通過保留部分二階Volterra 內核項來降低其復雜度. 在目前的研究中，對高階核的簡化方案主要有兩種：一種是保留對角線或特定位置上的核[21]；另一種是通過l1正則化或Gram-Schmidt 正交化得到基于閾值的稀疏Volterra[22-23].文獻[24]提出了簡化的Volterra-DFE，只保留二階DFE 對角線上的核數(shù)，與其他均衡方案的性能比較如圖1(b)所示. 實驗結果表明：與只包含前饋部分的Volterra 和傳統(tǒng)的FFE/DFE 相比，在達到相同的靈敏度的情況下，簡化的Volterra-DFE 的抽頭數(shù)下降了大約70%.

基于神經(jīng)網(wǎng)絡（neural networks, NN）的均衡器可以根據(jù)大量的數(shù)據(jù)提取信道對傳輸信號的影響特性，輸入和輸出信號之間復雜的函數(shù)關系可以利用更多的節(jié)點和隱藏層來擬合和表達. 與傳統(tǒng)的FFE 和VF 相比，在非線性損傷很嚴重的情況下，基于神經(jīng)網(wǎng)絡的均衡器性能更優(yōu). 全連接神經(jīng)網(wǎng)絡結構簡單，其應用最為廣泛[25-26]. 此外，卷積神經(jīng)網(wǎng)絡、循環(huán)神經(jīng)網(wǎng)絡等模型的均衡性能也得到了驗證[27-28]. 上海交通大學對基于NN 的均衡器進行了深入研究，探討了均衡過擬合、NN 訓練的有效性以及隨機數(shù)據(jù)的產生等問題[29]；還提出了將無監(jiān)督學習訓練、判決反饋神經(jīng)網(wǎng)絡等技術應用于高速PON 系統(tǒng)中的方案[30-31]. 另外，文獻[32]提出端到端的神經(jīng)網(wǎng)絡可以同時優(yōu)化發(fā)射端和接收端的均衡器.

圖1 MLSE 與Volterra 均衡的簡化方案Figure 1 Simplified schemes for MLSE and Volterra equalizer

3.2 高階調制格式

先進的光信號調制格式可以提高頻譜效率，從而有效克服帶寬受限引起的ISI. 不歸零碼（non return zero, NRZ）是結構最簡單且成本最低的調制格式. 文獻[33]探究了NRZ、電雙二進制（electrical duo-binary, EDB）和四電平脈沖幅度調制（four-level pulse amplitude modulation, PAM4）在不同光纖長度上的傳輸性能；文獻[34]將光雙二進制（optical duobinary, ODB）信號的傳輸靈敏度與上述調制格式進行比較. 上述文獻均表明NRZ 是單波長25 Gbit/s PON 最具有成本效益的調制方案，但NRZ 受器件帶寬限制較為嚴重，難以滿足單波長速率超過50 Gbit/s 信號的傳輸要求. 因此，高階調制技術的應用研究非常廣泛.

不同的調制技術可以滿足不同應用場景的需求，下一代PON 的調制方案選擇要綜合考慮調制格式的性能和系統(tǒng)的成本. EDB 是一種三電平高階調制格式，其帶寬為NRZ 的一半，但接收端的EDB 解碼器會帶來額外的ONU 成本. ODB 是EDB 通過復雜且昂貴的馬赫-曾德爾調制器轉換得到的，但它在接收端的檢測更為簡單. PAM4 的帶寬利用率為NRZ 的兩倍，且其調制解調方法相對簡單. 然而，PAM4 具有較多的電平數(shù)目且對線性度要求較高，其靈敏度相對較低. 離散多音調制（discrete multi-tone, DMT）是一種多載波調制方案，可以實現(xiàn)很高的頻譜效率，但它對光器件線性度的要求更為嚴格.

文獻[18, 35]對不同調制格式的均衡性能進行了比較和分析. 由于收發(fā)器件帶寬的限制，NRZ 信號經(jīng)過系統(tǒng)傳輸后呈現(xiàn)出部分響應信號的特征. 圖2 為25 Gbit/s NRZ 信號經(jīng)過帶寬受限系統(tǒng)后的眼圖和靈敏度曲線[35]. 當25 Gbit/s NRZ 信號經(jīng)過25 km 單模光纖傳輸后，不理想的器件帶寬和光纖色散會導致接收的EDB 信號中存在ISI. 在此考慮兩種均衡方案：1）將接收信號通過FFE 或DFE 直接均衡到NRZ 信號，再執(zhí)行兩電平檢測；2）將接收信號通過FFE 或DFE 均衡到EDB 信號，再執(zhí)行三電平檢測. 從接收信號和均衡后信號的眼圖中可以觀察到，增加反饋抽頭能夠得到更清晰的眼圖，且均衡到三電平EDB 信號眼圖的睜開程度比兩電平NRZ 信號眼圖的睜開程度更大. 從靈敏度曲線能得到一致的結論，采用17 抽頭的FFE 和5 抽頭的DFE 將信號均衡到EDB 的方案實現(xiàn)了最佳的接收靈敏度.

同樣，50 Gbit/s PAM4 信號經(jīng)過帶寬受限系統(tǒng)后呈現(xiàn)出雙二進制PAM4（duo-binary PAM4, DB-PAM4）的特征. 因此，仍然可以考慮兩種均衡方案：1）將接收信號均衡為PAM4 信號，再通過MLSE 完成譯碼；2）將接收信號均衡為DB-PAM4 信號，此時信道響應的幅度有兩個最高峰，再采用MLSE 進行譯碼. 根據(jù)實驗結果可知，DB-PAM4 均衡方案不僅能夠獲得性能增益，還可以減小MLSE 的記憶長度，從而降低算法的復雜度和接收端的成本[18].

圖2 NRZ 與EDB 的均衡性能比較Figure 2 Comparison of NRZ and EDB equalization performance

3.3 光放大

目前，將半導體光放大器（semiconductor optical amplifier, SOA）用于O 波段的PON 傳輸系統(tǒng)受到廣泛關注. 文獻[36]利用25G 光收發(fā)器件，在O 波段實現(xiàn)了基于SOA 的50 Gbit/s PAM4 TDM-PON 系統(tǒng)的上行和下行傳輸實驗，并達到了PR30 的目標鏈路預算. 文獻[37]通過SOA 預放大實現(xiàn)了基于10G 級光器件的單波長100 Gbit/s PAM4 TDM-PON 下行鏈路的傳輸. SOA 既可以置于發(fā)射端來提高發(fā)射功率，也可以位于接收端來提高接收靈敏度. 根據(jù)SOA 作用的不同，對不同位置SOA 的參數(shù)要求也不盡相同. 發(fā)射端的SOA 需要有較大的飽和功率，而接收端的SOA 需要有足夠高的增益[38].

為了驗證SOA 的有效性，在如圖3 所示的實驗系統(tǒng)中探究了50 Gbit/s NRZ 和PAM4 TDM-PON 的系統(tǒng)性能.50 Gbit/s NRZ 信號由兩路脈沖碼型發(fā)生器（pulse pattern generator,PPG）產生的25 Gbit/s 的偽隨機二進制序列（pseudo-random binary sequence, PRBS）復用得到，而50 Gbit/s PAM4信號由兩路25 Gbit/s 的PRBS 序列經(jīng)過PAM4 轉換器生成. 帶寬為25 GHz 的電吸收調制激光器（electro-absorption modulated laser, EML）用于電光轉換，且EML 的工作波長為1 304 nm. 在接收端，下行鏈路采用25 GHz 的雪崩光電二極管（avalanche photodiode,APD），上行鏈路采用帶寬更高的PIN 接收機.SOA 位于OLT 端可以使多個用戶共享同一個SOA，從而降低ONU成本. SOA 后的光隔離器（isolator, ISO）用于避免光纖回波反射，而光濾波器LAN-WDM 用于濾除帶外噪聲. 4 個可變光衰減器（variable optical attenuator, VOA）的作用各不相同：VOA-1 用于調節(jié)下行鏈路中SOA的輸入功率，從而探究它對誤碼率性能的影響；VOA-2 和VOA-3 均用于調節(jié)接收光功率，以便對靈敏度進行測量；VOA-4 用于衰減SOA 放大后的信號，防止功率過大損壞PIN.

圖3 采用SOA 的PON 上行和下行傳輸系統(tǒng)Figure 3 Upstream and downstream transmission system of PON using SOA

在基于SOA 的50 Gbit/s NRZ TDM-PON 傳輸系統(tǒng)中，文獻[39]探究了下行傳輸中SOA的輸入功率對接收靈敏度的影響，比較了MLSE、DFE 和FFE 等3 種均衡方案的性能，實驗結果如表2 所示. 因為過高的入纖功率會引起光纖的非線性效應，所以需要在入纖功率和接收靈敏度之間進行權衡. 最終，將下行鏈路中SOA 的輸入功率設置為2 dBm，此時的入纖功率為11.77 dBm. 在均衡方案的選擇中，均衡器的性能和復雜度也需要實現(xiàn)有效折衷. 在考慮1×10?2門限的前提下，MLSE 能實現(xiàn)最高的靈敏度，且DFE 的性能略優(yōu)于FFE 的性能.因為3 種均衡器都能滿足功率預算要求，所以結構更為簡單的DFE 或FFE 是更優(yōu)的選擇. 此外，在上行和下行鏈路中，NRZ 信號的靈敏度性能優(yōu)于PAM4 信號的靈敏度性能，可見NRZ 調制格式是50G-PON 系統(tǒng)的最佳選擇.

表2 基于SOA 的TDM-PON 系統(tǒng)傳輸性能Table 2 Performance of SOA based TDM-PON system transmission

3.4 前向糾錯

前向糾錯（forward error correction, FEC）編解碼是保證高速光通信系統(tǒng)傳輸可靠性的關鍵技術之一. 由于傳輸速率的提高會帶來不可避免的功率損耗，F(xiàn)EC 應向更高的編碼增益和更低的冗余位發(fā)展. 以里徳-索羅門（Reed-Solomon, RS）碼為代表的第1 代FEC 主要采用經(jīng)典的硬判決（hard-decision, HD）碼字. 第2 代FEC 通過交織、迭代和卷積等譯碼方式組成了級聯(lián)碼，進一步提高了凈編碼增益. 軟判決（soft-decision, SD）和迭代譯碼是第3 代FEC 的主要技術，并得到了廣泛應用.

低密度奇偶校驗（low-density parity check, LDPC）碼具有優(yōu)越的糾錯性能，已被許多通信標準采用. 目前，IEEE 802.3ca 25G-EPON 工作組選擇了硬判決LDPC-FEC，其誤碼率閾值約為10?2，碼率為0.849. 與誤碼率閾值為10?3的RS-FEC 相比，LDPC-FEC 能實現(xiàn)更高的功率預算. ITU-T Q2/SG15 研究了軟判決LDPC-FEC 在單波長50 Gbit/s 突發(fā)模式上行接收機中的性能. 此外，不同結構的LDPC 碼在性能和復雜度方面有很大的差異. 與隨機LDPC 碼相比，準循環(huán)（quasi-cyclic, QC）LDPC 碼的校驗矩陣具有特定的規(guī)律，高效簡單的編譯碼使其在FPGA 硬件中易于實現(xiàn). 文獻[40]提出了一種用于高速光通信的不規(guī)則QC-LDPC 碼的構造方法，獲得了更高的編碼增益；文獻[41]利用FPGA 實現(xiàn)了碼率自適應的QC-LDPC 碼.

本課題組基于QC-LDPC 實現(xiàn)了50 Gbit/s EDB[42]和100 Gbit/s DB-PAM4 信號的無差錯傳輸. 在發(fā)射端的離線處理中，LDPC 編碼器的碼率為0.875，碼字長度為8 176. 經(jīng)過帶寬受限系統(tǒng)傳輸后，接收信號首先通過FFE 均衡為對應的雙二進制形式，再進行近似對數(shù)似然比軟解調和LDPC 解碼. 在傳輸信號不同的情況下，實驗現(xiàn)象是相似的，如圖4 所示. 對接收信號直接進行硬判決時，因為誤碼率的數(shù)值遠遠高于LDPC-FEC 閾值，所以經(jīng)過LDPC 解碼后的性能幾乎得不到任何改善. 然而，采用5 抽頭的FFE 對接收信號進行均衡后的誤碼率有所下降. 隨著接收光功率的增加，誤碼率一旦接近LDPC-FEC 閾值，LDPC 解碼就能使誤碼率迅速下降為0. 因此，將雙二進制、FFE 與LDPC 相結合，能夠實現(xiàn)基于低帶寬光器件的高速信號的無差錯傳輸.

圖4 傳輸信號在有無FFE 和QC-LDPC 情況下的靈敏度曲線Figure 4 Sensitivity curve of transmitted signal with and without FFE and QC-LDPC

3.5 非線性串擾實驗分析

3.5.1 四波混頻

根據(jù)IEEE802.3ca 標準，25G 和50G-EPON 系統(tǒng)均位于O 波段. 雖然100G-EPON 的提案因技術瓶頸而被擱置，但其可選的實現(xiàn)方案之一是通過綁定多個O 波段波長來實現(xiàn)100 Gbit/s 的總速率. 由于O 波段的色散較低，當多個波長同時經(jīng)過光纖時，很容易滿足FWM 的相位匹配條件，從而產生FWM. 我們通過實驗探究了不同信道間隔下FWM 效應對靈敏度的影響，并實現(xiàn)了4 路25 Gbit/s NRZ 信號的傳輸，實驗框圖如圖5 所示. 4 個O 波段的可調諧激光器產生4 路光信號，并采用馬赫-曾德爾調制器（Mach-Zehnder modulator,MZM）進行調制. FWM 與光纖零色散點密切相關，且實驗室使用的光纖零色散點位于1 317 nm 附近，因此不同信道間隔的波長分配如表3 所示.

圖5 FWM 實驗框圖Figure 5 FWM experimental block diagram

表3 FWM 實驗的波長分配方案Table 3 Wavelength assignment scheme of FWM experiment

信道間隔不同時的靈敏度曲線如圖6 所示. 當信道間隔為200 GHz 時，由于信道間隔較小且傳輸波長位于零色散點附近，F(xiàn)WM 對靈敏度性能的影響較為嚴重. 此外，F(xiàn)WM 對中間信道的影響更大，這是因為新產生的頻率分量主要落在中間信道. 在考慮1×10?3門限的前提下，信道3 的靈敏度代價約為1 dB，信道2 甚至無法達到1×10?3的門限值，而信道1 和4 的靈敏度代價較小. 當信道間隔為400 GHz 時，所得實驗結果與信道間隔為200 GHz 的實驗結果相似，但是中間信道的靈敏度代價明顯降低. 當信道間隔增加至800 GHz 時，F(xiàn)WM 對系統(tǒng)造成的影響可以忽略. 因此，可以通過增加信道間隔來抑制FWM效應.

圖6 不同信道間隔時的靈敏度曲線Figure 6 Sensitivity curve at different channel spacing

3.5.2 交叉相位調制

根據(jù)ITU-T G.989 系列標準，NG-PON2 復用4 個C-/L+波段的波長，上行和下行的波長范圍分別為1 524～1 544 nm 和1 596～1 603 nm，波長間隔為100 GHz. 在C-/L+波段的WDM 系統(tǒng)中，當信道間隔較小時，信號之間容易產生交叉相位調制（cross-phase modulation, XPM）. 為此，我們通過實驗對XPM 的頻譜串擾進行觀察，并驗證了不同信道數(shù)目和不同信道間隔對XPM 的影響.

以3 個信道的傳輸系統(tǒng)為例，實驗框圖如圖7 所示. 將工作波長為λ1和λ3的兩個信道作為泵浦信道，由C 波段的可調半導體激光器（tunable semiconductor laser, LST）產生泵浦光.25 Gbit/s NRZ 信號分別通過2 個40 GHz 的MZM 實現(xiàn)電光轉換，光耦合器（optical coupler,OC）將兩個信道的光信號耦合在一起，并采用摻鉺光纖放大器（erbium doped fiber amplifier,EDFA）將光信號放大至14 dBm. 將工作波長為λ2的激光器產生的連續(xù)光波（continuous wave, CW）作為探測光，其光功率為3 dBm. 泵浦光與探測光經(jīng)過90:10 的光耦合器耦合后進行50 km 的單模光纖傳輸，入纖光功率為12 dBm. 為了更好地分析XPM串擾現(xiàn)象，在光纖傳輸前均使用保偏（polarization-maintaining, PM）的光纖和器件，如圖7 中虛線框所示. 接收端的Waveshaper 濾出探測波λ2，并采用35 GHz 的PIN 接收信號. 將λ3固定為1 552.0 nm，當λ1= 1 550.4 nm 和λ2= 1 551.2 nm 時，波長間隔?λ= 0.8 nm；當λ1=1 548.8 nm 和λ2=1 550.4 nm 時，波長間隔?λ=1.6 nm. 2 個信道的傳輸系統(tǒng)與3 個信道的傳輸系統(tǒng)類似. 當信道數(shù)目為2 時，不同的信道間隔對XPM 頻譜串擾的影響情況如圖8(a)所示；當?λ=0.8 nm 時，不同的信道數(shù)目對XPM 頻譜串擾的影響情況如圖8(b)所示. 由此可見，XPM 串擾隨著信道間隔的減小或信道數(shù)目的增加變得更加嚴重.

圖7 XPM 串擾實驗框圖Figure 7 XPM crosstalk experimental block diagram

3.6 低成本相干檢測

3.6.1 基于注入鎖定的準相干接收機

通過簡化接收機的構造來實現(xiàn)低成本相干檢測引起了廣泛關注，包括基于2×2 耦合器的外差檢測、基于3×3 耦合器的偏振分集接收[43]以及OLT 端的偏振加擾技術和Alamouti 編碼技術等[44-45]. 文獻[46]采用對相位不敏感的低復雜度外差相干檢測，在C 波段中實現(xiàn)了單波長100 Gbit/s PAM4 TDM-PON 傳輸系統(tǒng). 丹麥的Bifrost Communications 公司提出了一種簡化的準相干接收機，只需要1 個偏振分束器和2 個傳統(tǒng)的單端光探測器[47-48]. 我們在相干光OFDM-PON 系統(tǒng)中采用了準相干接收機，并通過注入鎖定激光器（injection locking laser,ILL）對相位噪聲進行抑制，從而簡化了傳統(tǒng)相干接收機的架構和DSP 算法.

圖8 XPM 串擾的影響因素Figure 8 Influence factors of XPM crosstalk

注入鎖定技術可以使本振激光器與信號光源具有相干性，從而抑制幅度噪聲和相位噪聲，且不需要頻偏估計[49]. 在注入鎖定狀態(tài)下，從屬激光器的輸出波長與主控激光器相同，并對邊模有抑制效果，如圖9(a)所示. 因此，注入鎖定可以為相干檢測提供光譜足夠純凈、功率足夠大的本振信號. 在基于光梳狀譜發(fā)生器的相干光OFDM-PON下行傳輸系統(tǒng)中，與將SOA 作為前置放大器的自相干接收相比，利用ILL 作為本振光源進行外差檢測的接收靈敏度提高了2 dB，且系統(tǒng)接收性能與從屬激光器固有線寬無關，如圖9(b)所示[51]. 因此，在OLT 端采用窄線寬的下行調制光源，在ONU 端通過注入鎖定激光器提供下行接收的本振光，同時提供窄線寬的上行信號光源，這能有效降低PON 雙向系統(tǒng)的成本.

圖9 基于梳狀譜發(fā)生器和注入鎖定激光器的相干光OFDM-PON 系統(tǒng)性能Figure 9 Performance of coherent optical OFDM-PON system based on optical frequency comb and ILL

為了進一步抑制注入鎖定的殘余光相位誤差，在上述系統(tǒng)的基礎上提出了一種聯(lián)合運用光注入鎖定、光鎖相環(huán)和外反饋偏振跟蹤技術的低成本準相干接收機結構，如圖10 所示.OFC 產生16 個波長間隔為0.1 nm 的光波通過光分路器分開，其中λ1用作下行信號光，λ2用作注入鎖定激光器的主控光和上行信號光. 保偏光分路器的一個輸出信號進行注入鎖定，比例積分控制器（proportional integral controller, PIC）將剩余相位誤差反饋給ILL 以構成光鎖相環(huán)路，消除相位噪聲后的從屬光由環(huán)路器的端口3 輸出，以此作為相干接收的本振光.PM 光分路器的另一個輸出信號經(jīng)過光相移器，從而精確地消除PM 光分路器到90?光混合器之間兩路信號的光程差所帶來的相位噪聲. 準相干接收機由一個90?光混合器和兩個單端光探測器組成，并通過外反饋偏振跟蹤器自動調整偏振態(tài)，使信號光與本振光的偏振態(tài)相匹配.超窄帶通濾波器（bandpass filter, BPF）從光接收機的輸出信號中提取外差接收的中頻載波，最后通過下變頻獲得I、Q 兩路基帶信息. 與只采用光注入鎖定的傳統(tǒng)外差檢測接收機相比，聯(lián)合運用光注入鎖定、光鎖相環(huán)和外反饋偏振跟蹤技術的準相干接收機能實現(xiàn)更優(yōu)的靈敏度，且不需要采用平衡光探測器，大大降低了相干檢測的復雜度.

圖10 運用光注入鎖定和光鎖相環(huán)技術的低成本外差檢測光接收機架構Figure 10 Low-cost heterodyne detection optical receiver architecture using optical injection locking and optical phase locked loop technology

3.6.2 相位噪聲補償算法

相干光OFDM 系統(tǒng)中激光器的線寬、光纖的非線性和色散等因素會引起嚴重的相位噪聲，在一定程度上破壞了載波間的正交性，從而引起公共相位誤差（common phase error,CPE）和載波間干擾（inter-carrier interference, ICI）. 近年來，對于公共相位噪聲估計算法的研究已經(jīng)趨于成熟，這種算法主要分為兩類：基于導頻和訓練序列的相位補償算法[52]與盲相位補償算法[53]. 前者存在頻帶利用率低的缺點，而后者的算法復雜度非常高，所以針對兩類算法的改進方案研究較為廣泛[54].

為了降低傳統(tǒng)盲相位補償算法的復雜度，可以利用圖像處理技術對公共相位噪聲進行估計和補償. 文獻[55]提出了最小矩形框（minimum bounding box, MBB）算法，該方法采用圖像傾斜檢測技術有效地補償了CPE引起的矩形星座旋轉. 文獻[56]提出了一種基于投影直方圖（projection histogram, PH）的盲相位噪聲補償算法，該方法能夠在降低復雜度的同時獲得與盲相位搜索算法（blind phase search, BPS）相當?shù)腃PE 補償效果. 為了進一步減少測試相位的數(shù)量，文獻[57-58]提出了改進的二階投影直方圖（two-stage PH）算法. PH 算法的基本思路是將星座點看作圖像中的黑像素點，并利用一系列均勻分布的測試相位將接收信號進行旋轉，再將旋轉后的星座圖向實軸投影，最后以投影中心附近星座點最多時對應的測試相位作為估計相位. 在此基礎上，二階PH 算法首先以較大的測試相位步長值粗略估計出相位噪聲范圍，然后選取更小的角度作為第二階測試相位步長，這樣既能得到精確的相移值進行相位補償，又能減少測試相位的數(shù)目，進一步降低算法的復雜度.

為了驗證PH 算法的性能，采用了基于VPI 的相干光OFDM 仿真系統(tǒng). 圖11 給出了16-QAM 信號在光信噪比為30 dB 時經(jīng)過PH 算法補償前后的星座圖和誤碼率性能. 在星座圖中，一階和二階PH 算法的測試相位數(shù)目均為8，且二階PH 算法中的第一階和第二階均使用4 個測試相位. 由此可見，補償前的星座圖成環(huán)狀，無法清晰地分辨星座點. 經(jīng)過PH 算法補償后，星座點的發(fā)散程度受到抑制，且經(jīng)過二階PH 算法后的星座點更為收斂. 比較不同測試相位數(shù)目時兩種算法的誤碼率性能可以知道：二階PH 算法的誤碼率更低，且所需要的最優(yōu)測試相位數(shù)目更少. 因此，二階PH 算法不僅能獲得更好的補償效果，還能降低計算復雜度.

圖11 一階PH 和二階PH 算法的星座圖和BER 性能的比較Figure 11 Comparison of constellation diagram and BER performance of one-stage and two-stage PH algorithms

表4 列出了4 種常見公共相位噪聲補償算法的計算復雜度，包括盲相位搜索算法、最小矩形框算法、一階投影直方圖算法以及二階投影直方圖算法，其中N表示一個OFDM 符號中的樣本數(shù)目. 以誤碼率為2.7×10?4時的測試相位數(shù)為例，PH 算法、BPS 算法以及MBB 算法均采用30 個測試相位，而二階PH 算法采用16 個測試相位. 由此可見，PH 算法避免了BPS 中的距離計算，其乘法器和加法器更少，且不需要判決. PH 算法與MBB 算法的計算復雜度相當，PH 算法略優(yōu)于MBB 算法. 二階PH 算法將估計的過程分為兩個階段，可以采用更少的測試相位實現(xiàn)相近的估計性能，這樣更易于硬件實現(xiàn).

表4 不同公共相位噪聲補償算法的復雜度Table 4 Complexity of different common phase noise compensation algorithms

4 結語

本文介紹了PON 標準的演進和現(xiàn)狀，分析了下一代高速PON 面臨的挑戰(zhàn)及成因. 根據(jù)亟待解決的問題重點闡釋了物理層關鍵技術，并對我們的相關工作和研究成果進行綜述. 雖然基于IM/DD 的TDM-PON 在傳輸速率進一步提高時難以滿足原有的功率預算要求，但是先進的數(shù)字信號處理技術能在有效消除ISI 影響的同時結合高階調制格式和光放大，使單波長速率超過100 Gbit/s 的高速PON 系統(tǒng)成為可能. 多波長復用已成為提高系統(tǒng)容量的重要方式，對非線性效應的補償方案有待進一步研究. 此外，相干檢測技術能大幅度提高接收靈敏度，通過對其架構和算法進行簡化，低成本相干PON 將成為最有潛力的選擇方案之一. 綜上所述，尋求滿足功率預算的低成本高容量物理層傳輸方案將是下一代PON 持續(xù)演進的核心主題.