高首聰，顧后生

（1.中車株洲電力機(jī)車研究所有限公司，湖南 株洲 412001；2.天津大學(xué)，天津 300072）

0 引言

微電網(wǎng)是由分布式發(fā)電單元、儲(chǔ)能系統(tǒng)、能量轉(zhuǎn)換裝置、監(jiān)控和保護(hù)裝置、負(fù)荷等匯集而成的小型發(fā)/配/用電系統(tǒng)，是一個(gè)具有自我控制和管理的自治系統(tǒng)，其既能運(yùn)行在并網(wǎng)模式與配電網(wǎng)實(shí)現(xiàn)功率交換，也可以運(yùn)行在孤島模式獨(dú)立地為負(fù)荷供電[1-3]。微電網(wǎng)是分布式發(fā)電單元接入配電網(wǎng)的有效手段，能有效解決分布式發(fā)電間歇性和波動(dòng)性的問題，提高可再生能源利用效率[4-5]。同時(shí)，微電網(wǎng)還具有能源互聯(lián)的特點(diǎn)，滿足源-網(wǎng)-荷的協(xié)調(diào)運(yùn)行與控制，是智能電網(wǎng)的主流發(fā)展方向[6]。

近年來，隨著配電網(wǎng)中分布式發(fā)電系統(tǒng)的可擴(kuò)容性以及滲透率的不斷提高，單機(jī)大容量逆變器已不適用于地域分布廣泛的分布式發(fā)電系統(tǒng)[7-8]。逆變器并聯(lián)運(yùn)行具有可擴(kuò)展性，可通過增減逆變器的數(shù)量來靈活控制微電網(wǎng)系統(tǒng)的容量[9-12]。文獻(xiàn)[13-15]采用集中控制方式，通過設(shè)置集中控制器，產(chǎn)生統(tǒng)一控制信號(hào)并通過通信線路發(fā)送給各逆變器；各逆變器根據(jù)給定的控制信號(hào)，實(shí)現(xiàn)輸出電壓幅值和相位同步調(diào)節(jié)和功率均分功能。逆變器集中控制結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，實(shí)現(xiàn)相對(duì)容易，模塊間的均流效果較好，雖然能夠擴(kuò)大系統(tǒng)容量，但一旦集中控制器發(fā)生故障，將導(dǎo)致整個(gè)并聯(lián)系統(tǒng)崩潰而降低系統(tǒng)的可靠性。文獻(xiàn)[16-18]采用主從式控制方式，系統(tǒng)工作時(shí)將其中一個(gè)逆變器作為主機(jī)，其余逆變器作為從機(jī)；主機(jī)為電壓源型控制，從機(jī)則為電流源型控制；從機(jī)故障退出不會(huì)影響整個(gè)系統(tǒng)運(yùn)行，但是當(dāng)主機(jī)發(fā)生故障時(shí)，系統(tǒng)不能正常工作。文獻(xiàn)[19-21]采用分散邏輯控制方式，分散邏輯控制能減弱系統(tǒng)對(duì)單一模塊的依賴程度，進(jìn)一步提高并聯(lián)系統(tǒng)的可靠性，但是系統(tǒng)內(nèi)逆變器較多時(shí)，實(shí)時(shí)計(jì)算量大，對(duì)信息數(shù)據(jù)實(shí)時(shí)準(zhǔn)確性要求較高，實(shí)現(xiàn)過程相對(duì)復(fù)雜。然而，以上控制方式都受通信距離的制約。

下垂控制借鑒了傳統(tǒng)電力系統(tǒng)中同步發(fā)電機(jī)的運(yùn)行原理，根據(jù)P-f和Q-v下垂特性，調(diào)整輸出電壓的頻率和幅值，實(shí)現(xiàn)多逆變器的并聯(lián)運(yùn)行以及負(fù)載功率均分[22-23]；同時(shí)，采用下垂控制的逆變器具有即插即用的特性，可使并聯(lián)系統(tǒng)供電可靠性得到提高[24-26]。本文主要研究基于下垂控制的逆變器并聯(lián)均流控制。

1 微電網(wǎng)結(jié)構(gòu)與控制理論

1.1 微電網(wǎng)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

典型微電網(wǎng)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1 所示，其由分布式發(fā)電單元（如光伏發(fā)電和風(fēng)力發(fā)電等）、儲(chǔ)能單元和交直流負(fù)荷等構(gòu)成。以直流母線為分界線，可將微電網(wǎng)系統(tǒng)分為直流和交流兩部分，直流母線和交流母線之間通過三相逆變器相連。本文主要討論三相逆變器互聯(lián)與協(xié)調(diào)控制方法。

圖1 典型微電網(wǎng)結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of typical micro-grid

本文采用三相半橋型逆變器（圖2），其主要由開關(guān)管和濾波器組成，開關(guān)管分為3 個(gè)橋臂，每個(gè)橋臂包含上下兩個(gè)開關(guān)管，每個(gè)開關(guān)管反并聯(lián)一個(gè)續(xù)流二極管；濾波器通常采用LCL 型濾波器。圖2 中，udc為直流側(cè)電壓；idc為直流電流；Cdc為直流穩(wěn)壓電容；S1～S6 為開關(guān)管器件；D1～D6 為反并聯(lián)二極管；vinv為橋臂中點(diǎn)電壓；iL為電感電流；vCf為電容電壓；io為輸出電流，va，vb，vc為電網(wǎng)電壓；Lf和Rf分別為橋臂濾波電感及其寄生電阻；Cf為濾波電容；Rd為阻尼電阻；Lc和Rc分別為輸出濾波電感及其寄生電阻。

圖2 逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Topology of inverter

1.2 下垂控制理論

微電網(wǎng)系統(tǒng)通常由多臺(tái)逆變器并聯(lián)運(yùn)行組成并被連接到公共交流母線。圖3 為逆變器運(yùn)行的戴維寧等效電路，用電壓源來等效逆變器輸出的三相交流電壓。圖中，v為逆變器輸出電壓幅值；U為公共交流母線電壓幅值；R和X分別為線路阻抗Z的電阻和電抗；S,P和Q分別為逆變器輸出的復(fù)功率、有功功率和無功功率；θ為逆變器輸出電壓相角（以公共負(fù)載端電壓矢量作為參考）。

圖3 等效電路模型Fig.3 Equivalent circuit model

由圖3 可知，逆變器輸出功率為

由于θ很小，因此可近似認(rèn)為sinθ≈θ和cosθ≈1；同時(shí)，當(dāng)互聯(lián)線路阻抗時(shí)，式（2）可被簡(jiǎn)化為

從式（3）可以看出，有功功率P取決于逆變器輸出端電壓和公共端電壓之間的相位差θ；無功功率Q取決于兩者之間的電壓幅值差。逆變器輸出電壓頻率f和相角θ之間具有如下關(guān)系：

結(jié)合式（3）和式（4），可以得到式（5）所示的下垂控制特性方程。其下垂特性曲線如圖4 所示，通過控制逆變器輸出有功功率，可以控制其輸出頻率；通過控制其輸出無功功率，可以控制其輸出電壓幅值。

式中：f0和v0——逆變器額定電壓頻率和幅值；Pe和Qe——逆變器有功功率和無功功率設(shè)定值（一般設(shè)置為額定功率）；mp和nq——逆變器的有功下垂系數(shù)和無功下垂系數(shù)。

圖4 逆變器下垂特性曲線Fig.4 Characteristic curves of droop control for inverter

當(dāng)多臺(tái)逆變器額定容量相同時(shí)，若要實(shí)現(xiàn)負(fù)載功率平均分配，只需要設(shè)定各逆變器的下垂系數(shù)相同；當(dāng)額定容量不相同時(shí)，各逆變器的下垂系數(shù)與其額定容量有關(guān)，額定容量較小的逆變器選取較大的下垂系數(shù)，額定容量較大的逆變器選取較小的下垂系數(shù)，負(fù)載功率按照各逆變器的額定容量比進(jìn)行分配。此時(shí)下垂系數(shù)需滿足

以兩臺(tái)容量相同的逆變器運(yùn)行為分析對(duì)象，對(duì)下垂控制自動(dòng)均流過程進(jìn)行分析。兩臺(tái)逆變器采用相同的下垂控制系數(shù)。先假設(shè)系統(tǒng)已經(jīng)處于穩(wěn)定狀態(tài)，即P1=P2，Q1=Q2，在公共負(fù)載不變的情況下，若逆變器1 因外界因素導(dǎo)致其輸出功率P1突然增大，即P1＞P2，此時(shí)下垂控制開始工作，減小逆變器1 的輸出頻率f1，增大逆變器2 的頻率f2，從而使得P1減小，P2增大，最終達(dá)到P1=P2的穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài)。電壓與無功的調(diào)節(jié)過程與之相同。所以，在下垂控制中，傳輸線路充當(dāng)了通信載體，無須額外配置通信線路即可實(shí)現(xiàn)負(fù)載功率的均分。

2 控制策略設(shè)計(jì)與特征值分析

2.1 控制策略設(shè)計(jì)

為使逆變器更好地滿足下垂控制中輸出阻抗呈感性的要求，實(shí)現(xiàn)有功功率和無功功率解耦，本文在電壓電流雙環(huán)控制前引入逆變器輸出電流負(fù)反饋，構(gòu)成虛擬阻抗控制。整體控制結(jié)構(gòu)如圖5 所示，主要分為功率控制、電壓電流雙環(huán)控制以及虛擬阻抗控制3 部分。

圖5 下垂控制結(jié)構(gòu)圖Fig.5 Structure diagram of droop control

2.1.1 功率控制

功率控制器結(jié)構(gòu)如圖6 所示，首先通過電容電壓和輸出電流采樣得到三相電壓和電流瞬時(shí)值vCf和io，經(jīng)Park 變換得到dq坐標(biāo)系下的電壓和電流vCfd,vCfq,iod,ioq，之后計(jì)算瞬時(shí)功率。為防止因諧波功率影響而引起的頻率和電壓振蕩，使瞬時(shí)功率經(jīng)過一階低通濾波器得到平均功率，ωc為低通濾波器截止頻率；再通過下垂控制環(huán)節(jié)得到相角參考值θref和電壓幅值參考值v*ref，經(jīng)過電壓合成環(huán)節(jié)得到三相對(duì)稱參考電壓v*aref，v*bref和v*cref；最后再經(jīng)過Park 變換得到v*dref和v*qref，將其作為電壓電流雙環(huán)控制器的參考輸入。

圖6 功率控制器結(jié)構(gòu)圖Fig.6 Structure diagram of power controller

圖6 中功率計(jì)算、低通濾波傳遞函數(shù)GLPF(s)和參考電壓合成公式分別如式（7）、式（8）和式（9）所示：

式中：iod，ioq——輸出電流io的d軸和q軸分量；vCfd，vCfq——電容電壓vCf的d軸和q軸分量；

2.1.2 電壓電流雙環(huán)控制

電壓電流雙環(huán)控制包括電容電壓外環(huán)和電感電流內(nèi)環(huán)（圖7）。電壓外環(huán)跟蹤功率下垂控制器輸出的電壓參考值，保證輸出電壓波形質(zhì)量；電流內(nèi)環(huán)可以提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，并且能夠提供過流保護(hù)的能力。

圖7 電壓電流控制器結(jié)構(gòu)Fig.7 Structure of voltage and current controller

本文采用dq坐標(biāo)系下的前饋解耦控制，其中PI 控制器能實(shí)現(xiàn)對(duì)電感電流的零穩(wěn)態(tài)誤差控制。其控制數(shù)學(xué)模型和物理數(shù)學(xué)模型分別如式（10）和式（11）所示。

式中：s——微分算子；kc,p和kc,i——電流內(nèi)環(huán)PI 控制器的比例參數(shù)和積分參數(shù)；iLd和iLq——橋臂電感電流iL的d軸和q軸分量；vinvd和vinvq——橋臂中點(diǎn)電壓vinv的d軸和q軸分量。

由式（10）和式（11）可知，采用前饋解耦控制后，d軸電流和q軸電流可進(jìn)行獨(dú)立控制。以d軸電流為例，其閉環(huán)傳遞函數(shù)為

式中：Gc(s)——典型二階振蕩系統(tǒng)。

當(dāng)濾波電感值和等效電阻阻值分別為1 mH和0.05 Ω，kc,p=0.25 和kc,i=40，可得電流內(nèi)環(huán)動(dòng)態(tài)性能：=0.75和ωn=200 rad/s。

圖8 Gc(s)零極點(diǎn)分布Fig.8 Zero-pole distribution of Gc(s)

電流閉環(huán)傳遞函數(shù)Gc(s)零極點(diǎn)分布情況如圖8所示，積分參數(shù)kc,i分別取40 和80，比例參數(shù)kc,p由0.1 變化到0.5，變化步長(zhǎng)為0.05。由圖可知，當(dāng)積分參數(shù)一定時(shí)，ωn保持不變，隨著kc,p的增大，其逐漸增大；當(dāng)比例參數(shù)保持不變、積分參數(shù)增大時(shí)，其ωn增大且減小。

圖9 示出Gc(s)階躍響應(yīng)情況。當(dāng)積分參數(shù)一定時(shí)，比例參數(shù)越大，階躍響應(yīng)超調(diào)越小，即表示系統(tǒng)阻尼越大，如圖中kc,p=0.25,kc,i=40 和kc,p=0.5,kc,i=40 所示；當(dāng)比例參數(shù)保持不變，積分參數(shù)增大，階躍響應(yīng)超調(diào)增大，響應(yīng)加快，表明系統(tǒng)減小且ωn增大，如圖中kc,p=0.25,kc,i=40 和kc,p=0.25,kc,i=80 所示。階躍響應(yīng)結(jié)果證明上述電流環(huán)的理論分析是正確的。

圖9 Gc(s)階躍響應(yīng)Fig.9 Step response of Gc(s)

加入PI 控制器后的電流內(nèi)環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)如圖10所示，其電流環(huán)帶寬較寬，具有較快的響應(yīng)速度，且在基波頻率處實(shí)現(xiàn)了無差調(diào)節(jié)。

圖10 電流內(nèi)環(huán)伯德圖Fig.10 Bode diagram of current inner ring

采用解耦控制的電壓環(huán)s域控制結(jié)構(gòu)如圖11 所示。圖中，GPIv(s)為電壓環(huán)PI 控制器傳遞函數(shù)，如式（14）所示，其中，kv,p和kv,i分別為電壓控制器比例參數(shù)和積分參數(shù)。

圖11 電壓環(huán)控制結(jié)構(gòu)Fig.11 Structure diagram of voltage loop control

電壓環(huán)傳遞函數(shù)可表示為

根據(jù)式（15），逆變器輸出電壓特性可以寫成戴維寧等效電路形式：

式中：Gv(s)——電壓增益，Zo(s)——輸出阻抗。

由式（16）可知，逆變器可以被等效為理想電壓源Gv(s)vref(s)串聯(lián)輸出阻抗Zo(s)的戴維寧等效電路，且其電壓增益和等效輸出阻抗除受LCL 濾波器參數(shù)和線路阻抗參數(shù)影響之外，還與電壓電流環(huán)控制參數(shù)密切相關(guān)。當(dāng)控制參數(shù)分別取kc,p=3,kc,i=10 及kv,p=0.4,kv,i=1，電路參數(shù)分別為L(zhǎng)f=1 mH,Rf=0.05 Ω,Cf=20 μF,Lc=120 μH,Rc=0.01 Ω 時(shí)，電壓增益Gv(s)和輸出阻抗Zo(s)的伯德圖分別如圖12 和圖13 所示。在此控制參數(shù)下基波頻率處，逆變器的輸出電壓能夠完全跟蹤給定，但是逆變器的輸出阻抗呈阻感性，不能滿足傳統(tǒng)下垂控制的阻抗特性要求，故需要采取一定的措施改變輸出阻抗特性。

圖12 電壓增益伯德圖Fig.12 Bode diagram of voltage gain

圖13 輸出阻抗伯德圖Fig.13 Bode diagram of output impedance

2.1.3 虛擬阻抗控制

虛擬阻抗法通過在系統(tǒng)中加入額外的控制環(huán)節(jié)模擬電感特性，使得等效輸出阻抗呈純感性特點(diǎn)，滿足傳統(tǒng)下垂控制阻抗特性要求，從而實(shí)現(xiàn)有功功率和無功功率的解耦。虛擬阻抗法不僅不影響原電壓電流環(huán)控制參數(shù)，而且沒有實(shí)際功率消耗，不影響系統(tǒng)運(yùn)行效率，因此得到廣泛應(yīng)用。

虛擬阻抗法的原理如圖14 所示，采樣逆變器輸出電流io，為消除諧波電流影響，可先對(duì)采樣電流進(jìn)行低通濾波，將濾波后的電流乘以反饋系數(shù)（即虛擬阻抗系數(shù)Zvir(s)）形成負(fù)反饋回路，由功率下垂控制環(huán)節(jié)得到的參考電壓減去虛擬阻抗所產(chǎn)生的壓降得到一個(gè)新的電壓參考值vref，然后經(jīng)過電壓電流雙閉環(huán)控制環(huán)節(jié)，最終得到SPWM信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，其數(shù)學(xué)表達(dá)形式如式（17）所示。

圖14 基于虛擬阻抗的控制結(jié)構(gòu)圖Fig.14 Control structure diagram based on virtual impedance

將式（17）代入式（16），可得

其中：

式中：Lvir和Rvir分別表示虛擬電抗和虛擬電阻。

可以看出，加入虛擬阻抗控制后，電壓增益Gv(s)沒有發(fā)生任何改變，等效輸出阻抗Zall(s)比未加虛擬阻抗時(shí)多了一項(xiàng)。從逆變器輸出端口看進(jìn)去，其等效為固定輸出阻抗Zo(s)，再串聯(lián)一個(gè)阻抗Gv(s)Zvir(s)，通過調(diào)節(jié)虛擬阻抗控制參數(shù)Zvir(s)，可以在很大范圍內(nèi)調(diào)節(jié)逆變器輸出阻抗，使其滿足微電網(wǎng)下垂控制調(diào)節(jié)。

圖15 虛擬電抗對(duì)等效輸出阻抗影響Fig.15 Effect of virtual reactance on equivalent output impedance

圖16 虛擬電阻對(duì)等效輸出阻抗影響Fig.16 Effect of virtual resistance on equivalent output impedance

圖15 和圖16 分別示出不同參數(shù)對(duì)等效輸出阻抗的影響情況。從圖中可以看出，增大虛擬電抗值，傳遞函數(shù)的相角在基波頻率處越接近90°，輸出阻抗呈感性；增大虛擬電阻值，輸出阻抗在基波頻率處呈阻性。

在dq坐標(biāo)系下，虛擬阻抗可表示為式（22），其控制結(jié)構(gòu)如圖17 所示。

圖17 dq 坐標(biāo)系下虛擬阻抗控制結(jié)構(gòu)Fig.17 Virtual impedance control structure in dq coordinate system

2.2 特征值分析

根據(jù)2.1 節(jié)可以得到完整的控制器模型，對(duì)其進(jìn)行建?？梢苑治霾煌瑓?shù)對(duì)系統(tǒng)的影響。本文采用特征值分析法討論不同參數(shù)對(duì)系統(tǒng)的影響。

微電網(wǎng)系統(tǒng)特征值分布如圖18 所示，其主要分布在3 個(gè)區(qū)域，其中區(qū)域1 和區(qū)域2 為高頻特征值，主要受濾波器參數(shù)和線路阻抗參數(shù)以及電壓電流雙環(huán)控制器參數(shù)影響。區(qū)域3 中的低頻特征值主要受到功率控制器中下垂參數(shù)和虛擬阻抗參數(shù)的影響，因其阻尼較小，參數(shù)的變化更容易導(dǎo)致系統(tǒng)的不穩(wěn)定。

圖18 微電網(wǎng)系統(tǒng)特征值分布Fig.18 Characteristic value distribution of micro-grid system

2.2.1 下垂系數(shù)影響

圖19 和圖20 分別為特征值隨有功下垂系數(shù)mp和無功下垂系數(shù)nq增大而變化的軌跡，mp從0 增大到0.3，nq從0 增大到5。從圖中可以看出，隨著下垂系數(shù)的增大，系統(tǒng)特征值向虛軸靠近，最終進(jìn)入右半平面，系統(tǒng)變得不穩(wěn)定。比較取值范圍可以發(fā)現(xiàn)，系統(tǒng)的穩(wěn)定性受無功下垂系數(shù)影響較小。

圖19 mp 增大時(shí)系統(tǒng)特征值軌跡Fig.19 System eigenvalue trace with mp increasing

圖20 nq 增大時(shí)系統(tǒng)特征值軌跡Fig.20 System eigenvalue trace with nq increasing

2.2.2 虛擬阻抗參數(shù)影響

圖21 為虛擬阻抗系數(shù)Lvir從0 增大到0.01 時(shí)的特征值變化軌跡?？梢钥闯?，加入虛擬阻抗控制環(huán)后，系統(tǒng)的特征值全部位于左半平面，隨著Lvir的增大，系統(tǒng)的一組特征值逐漸向虛軸靠近，將導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。虛擬阻抗環(huán)的加入能夠增加系統(tǒng)穩(wěn)定性，但其Lvir不能過大，需在合理的范圍內(nèi)選擇適當(dāng)?shù)腖vir。

圖21 Lvir 增大時(shí)系統(tǒng)特征值軌跡Fig.21 System eigenvalue trace with Lvir increasing

3 仿真驗(yàn)證

為驗(yàn)證所提控制方法的正確性以及關(guān)鍵參數(shù)對(duì)系統(tǒng)的影響，本文基于PSCAD/EMTDC 仿真平臺(tái)搭建兩臺(tái)逆變器并聯(lián)運(yùn)行的仿真算例，仿真結(jié)構(gòu)如圖22 所示，仿真中相關(guān)參數(shù)如表1 所示。

圖22 仿真結(jié)構(gòu)圖Fig.22 Structure diagram of simulation

表1 仿真算例參數(shù)Tab.1 Parameters of simulation example

3.1 有功下垂系數(shù)影響

有功下垂系數(shù)mp增大時(shí)的系統(tǒng)響應(yīng)波形如圖23 所示。t=0.5 s 時(shí)刻，mp從0.016 66 變?yōu)?.25?？梢钥闯?，隨著mp的增大，微電網(wǎng)系統(tǒng)開始振蕩，兩逆變器之間開始出現(xiàn)有功環(huán)流；并且由于mp過大，系統(tǒng)頻率跌落至47 Hz，超過微電網(wǎng)允許的波動(dòng)范圍。

圖23 有功功率和頻率波形Fig.23 Waveforms of active power and frequency

3.2 無功下垂系數(shù)影響

兩逆變器輸出功率和電壓隨nq增大的波形如圖24所示。t=0.5 s 時(shí)刻，nq從0.033 33 增大到0.1，與有功下垂系數(shù)現(xiàn)象一致，微電網(wǎng)系統(tǒng)開始振蕩，且兩逆變器之間出現(xiàn)無功環(huán)流。由于nq過大，系統(tǒng)電壓跌落至280 V，超過微電網(wǎng)允許的正常波動(dòng)范圍。

圖24 無功功率和電壓波形Fig.24 Waveforms of reactive power and voltage

由以上分析可知，當(dāng)mp和nq在微電網(wǎng)允許波動(dòng)范圍內(nèi)取值時(shí)，微電網(wǎng)系統(tǒng)能穩(wěn)定運(yùn)行；mp和nq取值過大，不僅使微電網(wǎng)電壓幅值和頻率超出正常運(yùn)行范圍，而且會(huì)導(dǎo)致更嚴(yán)重的穩(wěn)定性問題。

3.3 虛擬阻抗參數(shù)影響

虛擬阻抗參數(shù)變化時(shí)的系統(tǒng)頻率和功率響應(yīng)波形如圖25 所示。t=0.50 s 時(shí)刻，Lvir由0.001 增大到0.005。從圖中可以看出，當(dāng)Lvir增大時(shí)，系統(tǒng)開始振蕩，變得不穩(wěn)定，最終發(fā)散崩潰。

圖25 有功功率和頻率波形Fig.25 Waveforms of active power and frequency

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證采用下垂控制的多機(jī)并聯(lián)運(yùn)行效果，基于圖22所示的雙機(jī)并聯(lián)運(yùn)行結(jié)構(gòu)，搭建了如圖26 所示的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，包括兩臺(tái)逆變器、模擬直流源、可變負(fù)載、示波器和電腦上位機(jī)軟件等。實(shí)驗(yàn)參數(shù)與仿真算例的一致。

圖27 為逆變器并聯(lián)運(yùn)行電流波形，圖27(a)表示逆變器1 運(yùn)行過程中逆變器2 投入運(yùn)行時(shí)電流波形，由圖可知，在逆變器2投入運(yùn)行后，經(jīng)過一段時(shí)間的暫態(tài)調(diào)節(jié)，二者自動(dòng)實(shí)現(xiàn)負(fù)載功率均分，實(shí)現(xiàn)了下垂控制的即插即用。圖27(b)表示負(fù)載切換前后的兩逆變器輸出電流情況，從圖中可以看出，當(dāng)負(fù)載所需功率突變時(shí)，兩逆變器同時(shí)響應(yīng)，瞬間增大自身輸出，且保持負(fù)載功率均分。

圖27 逆變器并聯(lián)運(yùn)行實(shí)驗(yàn)電流波形Fig.27 Current waveforms of parallel operation experiment of inverters

5 結(jié)語

本文基于下垂控制的基本原理，對(duì)微電網(wǎng)并聯(lián)逆變器下垂控制器進(jìn)行設(shè)計(jì)，包括功率控制、電壓電流雙環(huán)控制器和虛擬阻抗控制器；詳細(xì)分析了電壓電流環(huán)控制參數(shù)和逆變器響應(yīng)之間的關(guān)系，并引入虛擬阻抗控制，使得逆變器輸出阻抗呈感性，滿足P-f和Q-V的下垂特性要求，且多機(jī)并聯(lián)均流運(yùn)行效果更好。針對(duì)兩臺(tái)逆變器并聯(lián)運(yùn)行的系統(tǒng)，運(yùn)用特征值法分析了關(guān)鍵參數(shù)對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果均驗(yàn)證了該控制方法的有效性。但是采用虛擬阻抗法校正阻抗特性，放大了穩(wěn)態(tài)誤差，需要增加二次控制使輸出更精確，這是后續(xù)需要進(jìn)一步解決的問題。