荊 哲，米 珂，張浩淼，楊沛豪，潘樂宏

（1.國網(wǎng)寧夏電力有限公司銀川供電公司，寧夏 銀川 750011；2.西安熱工研究院有限公司，陜西 西安 710054；3.國網(wǎng)寧夏電力有限公司寧夏營銷服務中心，寧夏 銀川 750011；4.華能銅川照金煤電公司，陜西 銅川 727031）

新能源發(fā)電儲能系統(tǒng)中分布式能源來自風能、太陽能和生物能，其中以光伏發(fā)電儲能所占的比例較大[1-2]。在光伏發(fā)電儲能的聯(lián)合系統(tǒng)中，通常是將DC 源、AC 源與一條直流母線相連，直流母線通過DC-DC 變換器與儲能單元相連[3]。因此，如何實現(xiàn)光伏發(fā)電單元、儲能單元之間的良好控制對光伏發(fā)電儲能系統(tǒng)的安全可靠運行具有重要作用[4]。

文獻[5-7]將無隔離型DC-DC 作為研究對象，針對電源模塊的環(huán)流問題，提出一種基于一致性算法的多電源模塊均流控制策略，該控制策略首先建立DC-DC 電源模塊的并聯(lián)模型，并引入零序環(huán)流電壓補償，實現(xiàn)DC-DC 電源模塊的均流。為了滿足光儲系統(tǒng)對DC-DC 電源模塊的較高要求，文獻[8-10]提出一種高頻DC-DC 電源并聯(lián)均流控制方法。該方法依據(jù)負載調(diào)整率、電流均流度等指標函數(shù)，求出電流均流差值和虛擬阻抗的最優(yōu)表達形式，保證并聯(lián)DC-DC 電源系統(tǒng)的均流。針對傳統(tǒng)DC-DC 變換器功率不平衡的問題，文獻[11-13]提出一種基于無電流傳感器的雙重移相均流控制策略，通過一個電流觀測器對系統(tǒng)參數(shù)進行準確估算，在此基礎上，完成各相并聯(lián)DC-DC 電源模塊的逐級自動均流。為了提高光伏發(fā)電儲能系統(tǒng)中的供電質(zhì)量，文獻[14-16]以DC-DC 兩相并聯(lián)電源電路為研究對象，提出一種移相均流控制策略來減少電流紋波。以上文獻中DC-DC 電源模塊所采用的電流均流控制算法均屬于同相均流，同相均流控制策略雖然具有良好的電流均流效果，但流入儲能單元的總充電電流紋波卻并未降低。

本文提出一種反相均流控制方法，將其應用在光伏發(fā)電儲能系統(tǒng)兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路中，在保證良好的電流均流效果的基礎上，最大程度降低儲能單元的總電流紋波；此外，考慮光伏發(fā)電具有非線性、間歇性等特征，對控制策略中的電流觀測器進行改進，設計了一種抗擾動觀測器，并應用到兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制策略中，對系統(tǒng)存在的擾動進行估算并將誤差電壓反饋至輸入側(cè)抵消外部擾動帶來的影響；最后通過實驗驗證所提方案的正確性和實用性。

1 光伏發(fā)電儲能系統(tǒng)

圖1 為光伏發(fā)電儲能系統(tǒng)原理。圖1 中，Pdg為光伏發(fā)電單元輸出的有功功率，P為電網(wǎng)輸入的有功功率。儲能單元采用兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路，該電路結(jié)構(gòu)能夠應用電流均流控制來提高儲能單元的充放電動態(tài)性能。兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖2 所示。

圖2 中，Udc為直流母線電壓，Cdc1為直流母線側(cè)電容，U0為儲能單元兩端電壓，Cdc2為儲能單元側(cè)電容，R1、R2、L1、L2分別為DC-DC 變換器的兩相電阻和電感，P0為儲能單元輸入的有功功率。

光伏發(fā)電儲能系統(tǒng)可以分為充電和放電2 種工作模式。本文將充電模式下的光伏發(fā)電儲能系統(tǒng)作為研究對象，即P0=Pdg－P＞0，此時，DC-DC 變換電路僅考慮在降壓（Buck）模式下工作。

2 并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制

光伏發(fā)電儲能系統(tǒng)兩相并聯(lián)DC-DC 電路傳統(tǒng)的控制策略為同相均流控制，但同相均流控制對儲能單元的總電流紋波抑制能力較弱。因此，本文采用反相均流控制，在提高儲能單元安全可靠運行的基礎上，降低總電流紋波。兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路在Buck 模式下工作時，令PWM 占空比D大于1/2，即Udc＜2U0。此時，令流入儲能單元的電流方向為正，且兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路的L1、L2參數(shù)相等。當逆變裝置上管導通時，流過L1、L2的兩相電流，可以寫為

當上管閉合時，流過L1、L2的兩相電流為

因為R1=R2，定義UR1=UR2=UR，L1、L2電感參數(shù)相同，所以流過2 個電感的電流上升變化率和下降變化率也相同，定義L1=L2=L。設電流上升變化率為k1=(Udc-U0-UR)/L、電流下降變化率為k2=-U0-UR/L。兩相并聯(lián)DC-DC 變換

電路同相均流控制下的兩相電流iL1和iL2相同，此時，儲能單元的總電流紋波電流的峰-峰值為

式中，ΔiL1和ΔiL2分別為同相均流控制下的兩相電流上升時間內(nèi)的電流增量，T為開關采樣周期。

反向均流控制下，兩相電流iL1和iL2分別為：

式中t為儲能單元充電時長。根據(jù)式(4)和式(5)，可以得到反相均流控制下的儲能單元總電流紋波電流的峰-峰值為

比較式(3)和式(6)，可以得到同相均流控制和反向均流控制2 種控制策略下的儲能單元總電流紋波變化量為

式中f為載波頻率。

相較于同相均流控制，反相均流控制下的儲能單元充電總電流紋波明顯降低，因此，本文采用兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制方案。因為L1、L2兩相完全相同，因此以L1相為例進行說明。兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制原理如圖3 所示。圖3 中GPWM為脈寬調(diào)制器的傳遞函數(shù)。

3 抗擾動觀測器

光伏發(fā)電儲能系統(tǒng)兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制策略雖然能夠?qū)崿F(xiàn)兩相均流，并能夠降低儲能單元充電總電流紋波，但由于光伏發(fā)電的不穩(wěn)定性存在直流母線電壓波動，因此本文在控制系統(tǒng)中加入抗擾動觀測器，緩解抗干擾能力較差的問題?？箶_動觀測器由三部分組成，分別為信號提取模塊、狀態(tài)觀測器模塊、非線性反饋控制模塊。

1）信號提取模塊

信號提取模塊作用是提取兩相電流參考指令i*L1和i*L2的跟蹤信號和微分信號，使調(diào)節(jié)過程平穩(wěn)，提高系統(tǒng)動態(tài)特性。離散狀態(tài)下表達式為

式中：x1(k)為參考指令電流的跟蹤信號；x2(k)為參考指令電流的微分信號；T為開關采樣周期；g[x1(k),x2(k),l,m]為最優(yōu)控制函數(shù)；l為速度參數(shù)，取l=15；m為濾波參數(shù)，取m=0.5。

2）狀態(tài)觀測器模塊

狀態(tài)觀測器模塊作用是跟蹤兩相實際電流iL1和iL2，此外，還能估測出系統(tǒng)擾動量，狀態(tài)觀測器模塊在離散狀態(tài)下的表達式為

式中：y1(k)為電流iL1的跟蹤值；y2(k)電流iL2的微分值；y3(k)為擾動值；α1、α2、α3分別為狀態(tài)觀測器模塊參數(shù)，其中α1、α2影響狀態(tài)量的觀測值，α3影響擾動量的觀測值，一般有α1＜α2＜α3，取α1=10、α2=20、α3=30；β1、β2、β3分別為函數(shù)h內(nèi)部參數(shù)，當參數(shù)在0~1 范圍內(nèi)時，函數(shù)h誤差較小，增益較大，取β1=0.25、β2=0.5、β3=0.75；δ為函數(shù)h的選擇區(qū)間域，取δ=0.000 1；sign(x)為符號函數(shù)。

3）非線性反饋控制模塊

非線性反饋控制模塊作用是將微分信號跟蹤模塊的輸出x1、x2和狀態(tài)觀測器模塊y1、y2的差值e1、e2進行非線性組合，生成控制量，實現(xiàn)不積分就能完成無靜差控制的結(jié)果。非線性反饋控制模塊在離散狀態(tài)下的表達式為

基于抗擾動觀測器的兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制策略原理如圖4 所示。同樣以L1相為例進行說明。基于抗擾動觀測器的光伏發(fā)電儲能系統(tǒng)兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制策略原理如圖5 所示，圖5 中KI為電流采樣系數(shù)。

4 實驗驗證

為了驗證本文所提方案的有效性，建立基于抗擾動觀測器的光伏發(fā)電儲能系統(tǒng)兩相并聯(lián)DC-DC變換電路反相均流控制策略的實驗平臺。以TMS320F2812 型DSP 為控制核心，主要參數(shù)為：直流母線電壓Udc=280 V，儲能單元額定電壓U0=70 V，開關頻率f=10 kHz，濾波電容Cd1=Cd2=1 000 μF，兩相橋臂電感參數(shù)L1=L2=1.2 mH。

為了驗證兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制策略的控制效果，比較兩相電流獨立控制、兩相電流同相均流控制、兩相電流反相均流控制3 種控制策略的兩相電感電流iL1和iL2，得到電流波形如圖6 所示，此時充電總電流為15 A。

由圖6a)可以看出，當充電總電流為15 A 時，兩相電感電流iL1、iL2并未均分，兩相電流存在4.2 A的差距，當充電電流越大時，電流差距越大，這種現(xiàn)象對DC-DC 變換電路控制系統(tǒng)極為不利。從圖6b)可以看出，在兩相電感電流同相均流控制下，兩相電感電流iL1、iL2及波形基本相同，實現(xiàn)了均流控制。從圖6c)可以看出，采用反相均流控制時DCDC 變換電路的兩相電感電流iL1、iL2及波形基本相同，與同相均流控制的主要區(qū)別是相位相差180°。

圖7 為同相均流與反相均流2 種均流控制策略下的充電總電流波形。

從圖7 可以看出：同相均流控制下的充電總電流紋波較大，總電流峰-峰值約為9.5 A；反相均流控制時的總電流紋波明顯降低，總電流峰-峰值約為6.6 A，峰-峰值降低2.9 A。可以得出：同相均流控制和反相均流控制均能夠?qū)崿F(xiàn)兩相電感電流的均流，但反相均流控制下的充電總電流穩(wěn)態(tài)特性明顯優(yōu)于同相均流控制下的充電總電流。

為了驗證基于抗擾動觀測器的光伏發(fā)電儲能系統(tǒng)兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制策略的動態(tài)特性，負載電阻由R=80 Ω 突變至R=40 Ω，再由R=40 Ω 突變至R=80 Ω 的過程中，比較加入/未加入抗擾動觀測器的同相均流控制策略下的直流母線電壓和充電總電流動態(tài)響應波形，以及加入/未加入抗擾動觀測器的反相均流控制策略下的直流母線電壓和充電總電流動態(tài)響應波形。

圖8 為2 種控制策略下的直流母線電壓動態(tài)響應波形。由圖8 可見，無論突增或突降負載，2 種控制策略下的Udc均能保持在280 V 附近，但在負載突變瞬間直流母線電壓會有瞬時波動。

表1 為2 種控制策略下的電壓波動幅值和調(diào)節(jié)時間。由表1 可見，加入抗擾動觀測器的反相均流控制的直流母線電壓動態(tài)響應特性明顯優(yōu)于其余3 種控制策略的直流母線電壓動態(tài)響應特性。

表1 2 種控制策略下直流母線電壓動態(tài)特性分析Tab.1 Analysis of DC bus voltage dynamic characteristics in two control strategies

圖9 為2 種控制策略下的充電總電流動態(tài)響應波形。從圖9 可以看出，當負載突變時2 種控制策略下的充電總電流均無超調(diào)量，未加入抗擾動觀測器的同相均流控制的充電總電流最大調(diào)節(jié)時間為34.0 ms，加入抗擾動觀測器的同相均流控制下的充電總電流最大調(diào)節(jié)時間為27.5 ms。未加入抗擾動觀測器的反相均流控制下的充電總電流最大調(diào)節(jié)時間為29.0 ms，加入抗擾動觀測器的反相均流控制下的充電總電流最大調(diào)節(jié)時間為15.0 ms。故加入抗擾動觀測器的反相均流控制具有較好的魯棒性。

5 結(jié) 語

傳統(tǒng)光伏發(fā)電儲能系統(tǒng)DC-DC 變換電路采用同相均流控制策略，無法抑制電流紋波，且存在直流母線電壓波動。本文提出一種基于抗擾動觀測器的兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制策略。實驗結(jié)果表明，本文所提方案實現(xiàn)了光伏發(fā)電儲能系統(tǒng)兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路的電流均分，抑制了充電總電流的紋波，提高了控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)特性，降低了直流母線電壓波動給系統(tǒng)造成的影響，提高了控制系統(tǒng)的動態(tài)特性。