李子先，唐 娟，楊 奎，張路軍

（株洲中車(chē)時(shí)代電氣股份有限公司，湖南 株洲 412001）

0 引言

直流供電是目前大多數(shù)城市軌道交通牽引變流器的主要配電方式，其后級(jí)電路可以是DC-DC或DC-AC電路，通過(guò)電力變換后為車(chē)載設(shè)備提供合適的供電電源。為保證變流器輸入電流的平穩(wěn)性和諧波的最小化，需要在變流器前級(jí)設(shè)置輸入濾波電路，其一般采用單級(jí)LC濾波器，由直流濾波電抗器L和直流電容器C組成[1-2]。變流器啟動(dòng)時(shí)，其開(kāi)關(guān)管脈沖全部封鎖，變流器處于預(yù)工作狀態(tài)；等待電容器電壓上升至輸入電壓的97%后，變流器開(kāi)始工作[3]。電容器從0 V開(kāi)始充電，其上電沖擊電流非常大，容易導(dǎo)致電容器損壞，故需要增加預(yù)充電電路來(lái)限制電容器的充電電流。目前已有的預(yù)充電方式主要采用串聯(lián)預(yù)充電電阻器的方式[4-6]：上電初始階段，電容器通過(guò)預(yù)充電電阻器緩慢充電；當(dāng)電容器電壓上升至輸入電壓的97%后，通過(guò)充電接觸器斷開(kāi)預(yù)充電電阻器并短接接觸器，完成預(yù)充電。這種預(yù)充電方式雖然原理簡(jiǎn)單、技術(shù)成熟、應(yīng)用廣泛，但由于需要使用兩個(gè)接觸器和一個(gè)充電電阻器，不利于系統(tǒng)的小型化，同時(shí)增加了系統(tǒng)成本[7-9]。

為簡(jiǎn)化直流輸入型變流器的預(yù)充電單元，本文提出了一種基于IGBT的PWM控制預(yù)充電方案，它通過(guò)控制電容器充電電流大小來(lái)實(shí)現(xiàn)電容電壓緩慢上升，從而完成預(yù)充電。本文闡述了該方案的工作原理、參數(shù)設(shè)計(jì)要求及相關(guān)的控制策略，通過(guò)搭建仿真模型對(duì)方案的可行性進(jìn)行了有效驗(yàn)證，并對(duì)各種故障工況進(jìn)行了模擬分析。

1 基于IGBT的直流變流器預(yù)充電方案

傳統(tǒng)預(yù)充電方案是采用接觸器和充電電阻配合的方式限制穩(wěn)壓電容器的充電電流；改進(jìn)后的方案是用IGBT開(kāi)關(guān)管并采用PWM控制恒定脈寬或脈寬逐漸增大的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓電容器的緩慢充電。圖1是改進(jìn)前后預(yù)充電單元拓?fù)潆娐穼?duì)比，其中，續(xù)流二極管D為電感器L在開(kāi)關(guān)管V關(guān)斷時(shí)提供電流通道，L是直流濾波電感器，C是穩(wěn)壓電容器，R是放電電阻器。由于在預(yù)充電過(guò)程中，后級(jí)拓?fù)潆娐繁环怄i脈沖，處于待工作狀態(tài)，故本文用一個(gè)開(kāi)關(guān)Kload表示后級(jí)電路的切除與接入。

圖1 直流變流器預(yù)充電方案拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig. 1 Pre-charge scheme topology of DC converter

1.1 工作原理分析

直流變流器預(yù)充電電路充電過(guò)程主要分3個(gè)階段：電感器電流上升階段、電感器電流下降階段和電容器放電階段。充電完成后，持續(xù)導(dǎo)通開(kāi)關(guān)管V為主電路提供電流通路?？紤]母線(xiàn)電壓較大（一般在1 000 V左右），并聯(lián)在電容器上的放電電阻器取值也很大，一般為幾十千歐姆。為簡(jiǎn)化分析，充電的前2個(gè)階段，忽略流過(guò)放電電阻器上的電流，只考慮電感電流降為0后，電容器才通過(guò)放電電阻器放電。

（1）電感器電流上升階段。開(kāi)關(guān)管V導(dǎo)通時(shí)，直流電壓經(jīng)過(guò)路徑V-L-C為L(zhǎng)和C充電。該階段電流路徑如圖2所示，其拉普拉斯方程為

式中：u——輸入電壓；Uc——電容電壓；uc0——充電第一階段初始時(shí)刻的電容電壓；s——復(fù)頻率；C——電容器容值；L——電感器電感值。

圖2 充電第一階段電流路徑Fig. 2 Current path in the first stage of charging

根據(jù)圖2得到充電第一階段內(nèi)電容電壓uc1的表達(dá)式：

式中：ω——角頻率，

電感電流在充電過(guò)程中的頻域表達(dá)式為

充電第一個(gè)階段內(nèi)電感電流變化情況為

（2）電感器電流下降階段。此階段中開(kāi)關(guān)管V關(guān)斷，電感器上儲(chǔ)存的能量經(jīng)路徑L-C-D續(xù)流放電，該階段電流路徑如圖3所示。

圖3 充電第二階段電流路徑Fig. 3 Current path in the second stage of charging

計(jì)算電感電流iL(t)在該階段的變化：

式中：IL2——第二階段電感電流；iL20——第二階段電感電流的初始值；uc20——第二階段電容電壓的初始值。得到第二個(gè)階段內(nèi)電感電流表達(dá)式：

電感器續(xù)流時(shí)間為

計(jì)算該階段電容電壓的變化：

得到第二階段的電容電壓uc2表達(dá)式：

（3）電容器放電階段。電感器電流下降至0后，電感器能量全部轉(zhuǎn)移到電容器上，電容器向放電電阻器放電；根據(jù)一階電路分析可得到第三階段的電容電壓uc3的表達(dá)式：

式中：uc30——第三階段電容電壓的初始值。

整個(gè)充電過(guò)程是上述3個(gè)充電階段的一個(gè)迭代重復(fù)過(guò)程，且每個(gè)階段結(jié)束時(shí)的電容電壓、電感電流的值是下一個(gè)充電周期電容電壓、電感電流的初始值。

1.2 改進(jìn)前后預(yù)充電方案對(duì)比分析

從技術(shù)性上比較，傳統(tǒng)方案利用限流電阻器和接觸器的組合實(shí)現(xiàn)預(yù)充電，具有控制簡(jiǎn)單、通態(tài)損耗小的優(yōu)勢(shì)；但接觸器機(jī)械觸點(diǎn)長(zhǎng)期流過(guò)電流，易造成觸點(diǎn)燒蝕磨損，并且在分?jǐn)啻箅娏鲿r(shí)，容易產(chǎn)生電弧，額定電流大的接觸器還需配置滅弧罩，故接觸器體積較大?；贗GBT的預(yù)充電方案，雖然在控制上略有復(fù)雜，且需外加驅(qū)動(dòng)電路，但I(xiàn)GBT為電子開(kāi)關(guān)，不存在機(jī)械觸點(diǎn)，由半導(dǎo)體載流子的擴(kuò)散運(yùn)動(dòng)實(shí)現(xiàn)通流，因此在分?jǐn)嚯娏鲿r(shí)，不存在觸點(diǎn)燒蝕問(wèn)題，可實(shí)現(xiàn)無(wú)弧、可靠關(guān)斷，且具有明顯的尺寸優(yōu)勢(shì)。

從經(jīng)濟(jì)性上比較，采用接觸器的預(yù)充電方案需要額外配置兩個(gè)接觸器和一個(gè)預(yù)充電電阻器；基于IGBT的預(yù)充電方案僅需在現(xiàn)有拓?fù)潆娐飞吓渲靡粋€(gè)IGBT模塊及其驅(qū)動(dòng)電路，大大降低了物料成本。以FF300R17KE3型IGBT和同功率等級(jí)的接觸器進(jìn)行對(duì)比，其成本可降低70%～80%，體積可減小50%～60%。

2 控制策略

根據(jù)脈寬的控制方式不同，控制策略可劃分為恒定脈寬控制和變脈寬控制兩種。恒定脈寬控制方式控制簡(jiǎn)單，充電過(guò)程中，脈寬保持不變，電容器充電電流逐漸降低，因此充電時(shí)間較長(zhǎng)；變脈寬控制方式可根據(jù)電容器充電電壓的變化不斷調(diào)節(jié)脈寬，保證充電電流恒定，故充電時(shí)間較短。工程應(yīng)用中可根據(jù)預(yù)充電的時(shí)間要求選擇恒定脈寬或變脈寬的充電方式。

2.1 恒定脈寬控制

恒定脈寬控制，即充電階段始終保持恒定脈寬，這種控制方式最為簡(jiǎn)單，但該脈寬的選擇必須考慮兩個(gè)約束條件：（1）脈寬不能過(guò)大，否則上電沖擊電流將過(guò)大；（2）脈寬也不能過(guò)小，否則可能導(dǎo)致在預(yù)定的時(shí)間內(nèi)無(wú)法完成預(yù)充電。

通過(guò)前面的分析可以明確：電容器上電壓在逐漸上升，而電流是逐漸減小的，電容電流最高值出現(xiàn)在電容電壓為0的瞬間。因此，可依據(jù)式（4）推導(dǎo)得到脈寬的最大值：

式中：Imax——電容最大充電電流；ton——電容充電電流不大于Imax時(shí)的最大脈寬時(shí)間。

另一方面，需要計(jì)算電容器電壓上升至輸入電壓Vin的97%所需要的時(shí)間，其不能大于預(yù)定充電時(shí)間。假設(shè)充電至期望電壓所需要的開(kāi)關(guān)周期數(shù)為N，那么N必須滿(mǎn)足式（12）。

式中：Δuc1(i), Δuc2(i)和Δuc3(i)——開(kāi)關(guān)周期i中，充電過(guò)程3個(gè)階段所對(duì)應(yīng)的電容電壓增長(zhǎng)量；Ts——開(kāi)關(guān)周期；tmax——最大允許充電時(shí)間。

2.2 變脈寬控制

隨著充電的進(jìn)行，電容電壓上升，每個(gè)周期的充電電流都在逐漸減小，因此完成預(yù)充電需要較長(zhǎng)的充電時(shí)間。為縮短充電時(shí)間，可以考慮采用恒定尖峰電流充電方式。

為保證每個(gè)充電周期的尖峰電流為Imax，依據(jù)式（4）可以很方便地推導(dǎo)出每個(gè)周期所需要開(kāi)通的脈寬，如式（13）所示，每個(gè)周期的脈寬隨電容電壓逐漸升高而變大。

3 仿真驗(yàn)證

通過(guò)仿真分析來(lái)驗(yàn)證上述理論分析過(guò)程的正確性，其仿真拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1（b）所示，參數(shù)設(shè)置如表1所示。

表1 預(yù)充電電路主要參數(shù)Tab. 1 Main parameters of pre-charge circuit

3.1 恒定脈寬控制

恒定脈寬充電時(shí)，考慮兩個(gè)約束條件：

（1）以上電沖擊電流不大于50 A來(lái)確定恒定脈寬的最大值；

（2） 以2 s內(nèi)完成預(yù)充電來(lái)確定恒定脈寬的最小值。

依據(jù)前面的分析作出預(yù)充電時(shí)間tc與脈寬ton的關(guān)系圖，如圖4中藍(lán)色曲線(xiàn)所示（圖4中，當(dāng)脈寬過(guò)小，預(yù)充電時(shí)間大于5 s的，均用5 s表示）；沖擊電流Imax與脈寬ton的關(guān)系如圖4中紅色曲線(xiàn)所示。

圖4 恒定脈寬控制下，脈寬時(shí)間的兩個(gè)約束Fig. 4 Two constraints of pulse width time under constant pulse width control

圖4 表明，要想保證在2 s內(nèi)能夠完成預(yù)充電（電容電壓達(dá)到97%輸入電壓），則恒定脈寬時(shí)間不能小于35 μs；要想保證沖擊電流不大于50 A，則恒定脈寬時(shí)間不能大于52 μs?？梢钥闯?，在兩個(gè)約束條件下，恒定脈寬選擇為35～52 μs是合適的。

利用式（2）、式（9）和式（10）編寫(xiě)迭代程序，得到脈寬時(shí)間為40 μs時(shí)電容器C的理論充電曲線(xiàn)。將其與按表1設(shè)置電路參數(shù)、利用仿真軟件計(jì)算的結(jié)果進(jìn)行對(duì)比(圖5)，可以發(fā)現(xiàn)：理論分析推導(dǎo)的數(shù)值結(jié)果與仿真結(jié)果完美貼合。由此得出，理論分析所得到的充電各階段的電流電壓表達(dá)式是正確的。

圖5 充電過(guò)程輸出電壓的數(shù)值迭代與仿真結(jié)果對(duì)比Fig. 5 Numerical iteration and simulation results of output voltage during charging

圖6 電容器C的電流和電壓Fig. 6 Current and voltage of capacitor C

當(dāng)脈寬時(shí)間為40 μs時(shí)，電容器C的電流、電壓情況如圖6所示?？梢钥闯觯S著電容器電壓的上升，電容器充電電流在逐漸下降，預(yù)充電時(shí)間較長(zhǎng)。此時(shí)，考慮采用變脈寬的控制方式，以保證充電電流始終恒定，從而縮短預(yù)充電時(shí)間。

3.2 變脈寬控制

為縮短預(yù)充電時(shí)間，可以采用變脈寬的控制方式，保證每個(gè)周期電容器的充電電流不變。由式（13）可知，通過(guò)采樣輸入電容電壓，可以很方便地計(jì)算得到為保證充電電流尖峰始終為Imax時(shí)每個(gè)階段所需要開(kāi)通的脈寬。

當(dāng)輸入電壓為950 V，設(shè)置尖峰電流為20 A，采用變脈寬控制，按式（13）設(shè)置脈寬，其仿真結(jié)果如圖7所示，可以發(fā)現(xiàn)，電容器在0.2 s內(nèi)完成了預(yù)充電。

圖7 變脈寬控制方式下，電容器C的電壓和電流Fig. 7 Voltage and current of capacitor C under variable pulse width control mode

4 IGBT故障時(shí)的電路風(fēng)險(xiǎn)分析

考慮IGBT的主要故障模式為短路和斷路，以下分析這兩種故障的發(fā)生對(duì)基于IGBT的直流變流器預(yù)充電系統(tǒng)的影響。

（1）IGBT在工作過(guò)程中斷路。如圖8所示，若斷路發(fā)生在預(yù)充電前，則無(wú)法進(jìn)行預(yù)充電；若斷路發(fā)生在充電過(guò)程中或額定工作時(shí)，則電感器按紅色路徑給電容器充電。由于V和D的存在，電感電流下降至0后，A點(diǎn)電壓被箝位，電感器與電容器不會(huì)發(fā)生振蕩，電容器僅通過(guò)藍(lán)色路徑向放電電阻器放電。因此，只需校核這個(gè)過(guò)程中的電容尖峰電壓是否會(huì)超過(guò)電容額定電壓即可。

圖8 IGBT斷路時(shí)預(yù)充電電路電流路徑Fig. 8 Pre-charge current path when IGBT broken

式中：i——流過(guò)電感器的電流平均值；u1——電感器放電前電容器的初始電壓；u2——電感器放電完成后的電容電壓；

根據(jù)表1參數(shù)，并假定IGBT斷路時(shí)流過(guò)電感器的電流平均值為100 A，則利用式（14）計(jì)算得到上升后的電容電壓u2=974.7 V。

（2）IGBT短路。IGBT短路分為上電前短路和額定工作時(shí)短路。由于上電前的IGBT短路可通過(guò)控制單元上電檢測(cè)出來(lái)，本文主要考慮額定工作過(guò)程中IGBT發(fā)生短路的情況。

當(dāng)IGBT短路時(shí)，電感器與電容器按圖9中紅色路徑發(fā)生振蕩，電容電壓上升至輸入電壓的2倍（為1 900 V）。因此，可以考慮在系統(tǒng)電路中增加一個(gè)二極管VD，以阻止電感器與電容器持續(xù)振蕩；同時(shí)，該二極管還可避免輸入電壓接反時(shí)，燒損變流器開(kāi)關(guān)器件，從而提高系統(tǒng)的可靠性。

由于防反二極管的存在，電感器為電容器充電一個(gè)周期后，二極管D和VD均被截止，電感器能量轉(zhuǎn)移到電容器上，主電路電流為0，電容器只能向放電電阻器放電。因此，此處穩(wěn)壓電容器的額定電壓必須大于2倍輸入電壓，或兩個(gè)額定電壓為輸入電壓的電容器進(jìn)行串聯(lián)，以防止IGBT短路時(shí)穩(wěn)壓電容器被擊穿。

圖9 IGBT短路時(shí)的預(yù)充電電路電流路徑Fig. 9 Pre-charge current path when IGBT short-circuits

5 結(jié)語(yǔ)

本文提出了一種基于IGBT的直流輸入型變流器預(yù)充電方案，其可依據(jù)預(yù)充電的時(shí)間要求選擇恒定脈寬或變脈寬的充電方式實(shí)現(xiàn)變流器輸入端濾波穩(wěn)壓電容電壓的平滑上升，且沖擊電流較小。與傳統(tǒng)的接觸器預(yù)充電方案相比，該方法不僅能夠大大降低生產(chǎn)成本，且有利于變流器小型化的實(shí)現(xiàn)。此外，針對(duì)該預(yù)充電方法存在IGBT短路故障的潛在風(fēng)險(xiǎn)，本文給出了加裝防反二極管的防范措施，以避免對(duì)系統(tǒng)電路造成嚴(yán)重影響。但由于本方案所涉及的IGBT直接連接在弓網(wǎng)側(cè)，弓網(wǎng)側(cè)大量的諧波和頻繁的跳變可能會(huì)導(dǎo)致IGBT因過(guò)電壓而擊穿，后續(xù)將對(duì)其網(wǎng)側(cè)適應(yīng)性進(jìn)行實(shí)測(cè)和研究。