黃金剛，甄曉鵬，劉 俊

（中國航天科工集團(tuán)8511研究所，江蘇南京210007）

0 引言

目前，LFM雷達(dá)以其優(yōu)異的距離分辨力、良好的抗噪聲干擾和欺騙干擾性能[1]，被世界AN/APY-1、AN/SPQ-9等多種雷達(dá)采用。對(duì)采用LFM信號(hào)雷達(dá)的干擾方法研究成為電子對(duì)抗領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)，其中被廣泛研究及采用的基于收發(fā)分時(shí)體制的間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾，因巧妙利用了LFM信號(hào)的距離-多普勒耦合特性，具有實(shí)時(shí)性高、假目標(biāo)逼真、易于工程實(shí)現(xiàn)等諸多優(yōu)點(diǎn)[2-3]；而對(duì)于調(diào)頻斜率較大的帶寬雷達(dá)，由于技術(shù)條件的限制，間歇采樣周期不可能無窮大，此時(shí)該方法也存在著無法形成導(dǎo)前假目標(biāo)等不足。對(duì)于自衛(wèi)式壓制干擾而言，該方法也無法將能量有效地分散在目標(biāo)附近以抬高雷達(dá)CFAR門限。大調(diào)頻斜率LFM雷達(dá)實(shí)現(xiàn)自衛(wèi)式壓制干擾，成為亟待解決的問題。

本文基于上述情況，分析了間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾原理，提出了一種基于間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)的脈間點(diǎn)積干擾方法，仿真分析表明該方法無需重頻預(yù)測(cè)、計(jì)算量小，相比于直接間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)及增加了多普勒噪聲調(diào)制的間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾，其干擾效果明顯，是一種頗具潛力的新型干擾方法。

1 間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾

1.1 間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾原理

間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾應(yīng)用收發(fā)分時(shí)體制天線，采用DRFM技術(shù)對(duì)捕獲的雷達(dá)探測(cè)信號(hào)高保真地采樣（滿足奈奎斯特速率）其中一小段后隨即進(jìn)行轉(zhuǎn)發(fā)處理，以達(dá)到對(duì)雷達(dá)相干干擾的目的[4]。間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾對(duì)雷達(dá)信號(hào)的分時(shí)處理過程如圖1所示。

1.2 針對(duì)LFM信號(hào)的間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)處理分析

假設(shè)LFM信號(hào)x(t)的頻譜為：

圖1 間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾對(duì)雷達(dá)信號(hào)的分時(shí)處理過程

式中，T為脈沖寬度，K為信號(hào)調(diào)頻斜率K=B/T，B為信號(hào)帶寬。

對(duì)x(t)進(jìn)行間歇采樣（間歇采樣周期為T s，間歇采樣頻率為fs），得到信號(hào)x s(t)，其頻譜為葉級(jí)數(shù)系數(shù)，分量信號(hào)x sn(t)通過匹配濾波器后的輸出為：

式中，τ為間歇采樣周期內(nèi)接收時(shí)的采樣時(shí)間，對(duì)于占空比為1/2時(shí)，其等于間歇周期內(nèi)的干擾發(fā)射時(shí)間，τd為雷達(dá)回波固定路徑延時(shí)，在不影響結(jié)果的情況下，可令τd=0。

x s(t)經(jīng)過匹配濾波器后的輸出為：

n的取值范圍為 -N p＜n＜N p，其中N p=B/fs。ysn(t)在t=τ+τd-nfs/K時(shí)刻達(dá)到峰值點(diǎn)，峰值為K(BT)1/2

(1-|n|fs/B)。其中0階信號(hào)始終滯后于目標(biāo)回波信號(hào)時(shí)間τ，高階假目標(biāo)（主要考慮±1階假目標(biāo)）位置主要由間歇采樣頻率fs及調(diào)頻斜率K決定。

可見，由于技術(shù)條件的限制，在一定的間歇采樣頻率fs下，LFM信號(hào)調(diào)頻斜率K越大，±1階假目標(biāo)相對(duì)主假目標(biāo)距離越小，在一定條件將無法將干擾能量置于目標(biāo)回波附近的雷達(dá)CFAR檢測(cè)單元內(nèi)，即無法形成自衛(wèi)式壓制干擾。

2 基于間歇采樣的脈間點(diǎn)積干擾

2.1 干擾原理

基于間歇采樣的脈間點(diǎn)積干擾以間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾為基礎(chǔ)，將前一脈沖間歇采樣結(jié)果進(jìn)行無失真保存，在下一脈沖到來時(shí)將第一個(gè)間歇采樣周期內(nèi)的采樣樣本與前一脈沖對(duì)應(yīng)第二間歇采樣周期內(nèi)采樣樣本進(jìn)行乘積、擬合插值（2分頻）運(yùn)算，取運(yùn)算結(jié)果的前一半數(shù)據(jù)作為干擾數(shù)據(jù)，干擾數(shù)據(jù)長(zhǎng)度與對(duì)應(yīng)間歇周期內(nèi)的干擾發(fā)射時(shí)間相等，并于本間歇采樣周期的發(fā)射時(shí)間內(nèi)將干擾放大、轉(zhuǎn)發(fā)，依次類推直至本脈沖結(jié)束，在后續(xù)脈沖到來時(shí)重復(fù)上述過程，其分時(shí)處理過程如圖2所示。

圖2 基于間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)的脈間點(diǎn)積干擾分時(shí)處理過程

2.2 干擾數(shù)學(xué)建模

對(duì)應(yīng)于式(1)的線性調(diào)頻信號(hào)，設(shè)干擾機(jī)間歇采樣周期內(nèi)對(duì)雷達(dá)信號(hào)的無失真采樣頻率為f0，無失真采樣間隔為T0，對(duì)該雷達(dá)脈沖的第n個(gè)干擾子脈沖采樣結(jié)果可以表示為：

假設(shè)雷達(dá)各脈沖調(diào)制方式及調(diào)頻斜率相同，由于要將第n個(gè)干擾子脈沖與前一相鄰重周采樣存儲(chǔ)的對(duì)應(yīng)第n+1個(gè)干擾子脈沖進(jìn)行前沿對(duì)齊相乘，故此處可將該前一相鄰重周第n+1個(gè)干擾子脈沖表示為：

式中，ψ為雷達(dá)信號(hào)相鄰脈沖間初始相位差值。

式中，1≤n≤N-1且nT s≤mT0≤nT s+τ。

在當(dāng)前脈沖本（第n個(gè)）間歇周期內(nèi)干擾時(shí)間段內(nèi)原雷達(dá)信號(hào)調(diào)頻斜率為K，信號(hào)可表示為：

對(duì)比以上式(6)～(7)，可見相乘處理后的信號(hào)與真實(shí)雷達(dá)信號(hào)相差兩倍頻率、一個(gè)固定相位差3/4T2s及一個(gè)幅度系數(shù)τ-1/2。運(yùn)用擬合插值技術(shù)，對(duì)x j(mT0)序列進(jìn)行兩倍插值擬合，取前半段數(shù)據(jù)（保證數(shù)據(jù)長(zhǎng)度擬合前后一致），經(jīng)低通濾波后可得：

式中，1≤n≤N且nT s≤t≤nT s+τ，φ為非理想濾波帶來的相位誤差。

可見，干擾信號(hào)x j2(t)調(diào)頻斜率由K變?yōu)镵/2，幅值由τ-1/2變?yōu)棣?1，由于調(diào)頻斜率的改變，在τ時(shí)間內(nèi)干擾信號(hào)帶寬變?yōu)樵盘?hào)一半。

3 仿真實(shí)驗(yàn)與結(jié)果分析

設(shè)定仿真參數(shù)：設(shè)LFM雷達(dá)信號(hào)載頻1000 MHz，干擾機(jī)中頻頻率100 MHz，干擾機(jī)無失真間歇采樣頻率為500 MHz，間歇采樣周期為6μs，占空比為1/2，脈寬為50μs，帶寬為1 MHz、10 MHz時(shí)，仿真結(jié)果如下。

1）間歇采樣干擾效果仿真

由圖3可見，直接間歇采樣在給定條件下對(duì)帶寬為 1 MHz（調(diào)頻斜率為 0.02 MHz/μs）的信號(hào)，如圖 3(a)所示，可以對(duì)真實(shí)目標(biāo)形成有效壓制；而對(duì)帶寬為10 MHz（調(diào)頻斜率為 0.2 MHz/μs）的 LFM 信號(hào)，如圖 3(b)所示，則未形成壓制效果，且主假目標(biāo)（450 m處）與±1階的高階假目標(biāo)均位于真實(shí)目標(biāo)之后，驗(yàn)證了本文第一節(jié)的結(jié)論，即在一定的間歇采樣頻率f s下，對(duì)于調(diào)頻斜率K較大LFM信號(hào)，間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾將無法形成自衛(wèi)式壓制干擾。

2）附加多普勒噪聲調(diào)制的間歇采樣干擾效果仿真

本仿真中梳狀譜調(diào)制的梳狀間隔200 kHz，梳妝個(gè)數(shù)8，駐留時(shí)間1μs。由圖4（a）可以看出，對(duì)調(diào)頻斜率為0.02 MHz/μs的LFM信號(hào)，在附加多普勒噪聲調(diào)頻的間歇采樣干擾情況下，CFAR檢測(cè)門限僅高于目標(biāo)約0.7 dB；而在圖4（b）中，對(duì)調(diào)頻斜率為0.2 MHz/μs的LFM信號(hào)，在目標(biāo)附近CFAR門限低于目標(biāo)幅值約2.4 d B，未能實(shí)現(xiàn)目標(biāo)對(duì)雷達(dá)的自衛(wèi)式壓制干擾。

圖3 間歇采樣干擾效果仿真

圖4 附加多普勒噪聲調(diào)制的間歇采樣干擾效果仿真

3）基于間歇采樣脈間點(diǎn)積干擾效果仿真

由圖5可以看出，基于間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)的脈間點(diǎn)積干擾在相同干信比等條件下，對(duì)調(diào)頻斜率為0.02 MHz/μs（帶寬 1 MHz）及 0.2 MHz/μs（帶寬 10 MHz）的LFM信號(hào)，CFAR門限分別高于目標(biāo)5.3 dB、6.0 dB，均形成了較好的壓制效果。相比于間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)，本干擾樣式干擾信號(hào)脈壓結(jié)果更集中在目標(biāo)附近（主峰值位于97.8 m處）；相比于普遍采用的增加了梳狀譜調(diào)制的間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾，本干擾樣式干擾信號(hào)脈壓之后能量更集中（300 m范圍內(nèi)），所獲得的干擾得益更大。

圖5 基于間歇采樣脈間點(diǎn)積干擾仿真

4 結(jié)束語

本文以間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾為基礎(chǔ)，提出了基于間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)的脈間點(diǎn)積干擾方法，推導(dǎo)并分析了其干擾的時(shí)頻特性。仿真結(jié)果對(duì)比表明，該方法可以實(shí)現(xiàn)目標(biāo)對(duì)雷達(dá)的自衛(wèi)式壓制干擾，相比于間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)，該干擾樣式對(duì)大調(diào)頻斜率信號(hào)更具適應(yīng)性；相比于附加多普勒噪聲調(diào)頻的間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾，該干擾樣式所需的干信比更小；且該干擾樣式具有無需測(cè)量調(diào)頻斜率K及重頻預(yù)測(cè)等優(yōu)點(diǎn)，是一種頗具潛力的新型干擾方法。