曹以龍, 帥祿瑋

(上海電力大學(xué) 電子與信息學(xué)院, 上海 200090)

隨著電動汽車、可再生能源、儲能系統(tǒng)、不間斷電源系統(tǒng)及電力電子變壓器等領(lǐng)域的快速發(fā)展,具備能量雙向流動的雙端口隔離型雙向直流-直流(Direct Current-Direct Current,DC-DC)變換器得到了廣泛應(yīng)用,并成為了研究熱點[1-5]。能否實現(xiàn)高功率密度和高變換效率一直是 DC-DC變換器設(shè)計的重點和難點。目前大量學(xué)者致力于具備軟開關(guān)能力的 DC-DC 變換器研究,以減少損耗、提高效率。近些年來,軟開關(guān)諧振型 DC-DC變換器拓?fù)湟约?LLC 諧振變換器參數(shù)優(yōu)化得到了越來越多的關(guān)注[6-10]。然而,LLC 諧振變換器一般只工作于單相傳遞能量的情況,反向工作時,為LC震蕩,調(diào)頻范圍過寬,負(fù)載調(diào)節(jié)率受限。目前也有文獻(xiàn)對 LLC 諧振變換器在雙向DC-DC 變換器中的應(yīng)用進(jìn)行了研究。如文獻(xiàn)[11]提出了對稱結(jié)構(gòu)的 CLLC諧振變換器,但其諧振點的增益小于 1 且受負(fù)載影響。為了提高效率,DC-DC變換器一般會采用同步整流的方法。文獻(xiàn)[12]提出了一種基于無傳感器的LLC電路輸出側(cè)同步整流策略,雖然減少了傳感器,但是該方法僅適用于LLC電路。文獻(xiàn)[13]提出了采用專用芯片進(jìn)行同步整流,減小了外圍電路設(shè)計,適合于能量單相傳遞情況,難以與雙向CLLC變換器兼容。

本文提出了一種適用于全數(shù)字化控制的雙向CLLC變換器同步整流策略,并且通過實驗證明,該方法簡單有效,最多可以提高變換器5%的轉(zhuǎn)換效率。

1 CLLC電路損耗分析

全橋CLLC變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 CLLC諧振變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

在正向工作時,電路一次側(cè)的Qa1～Qa4斬波,將輸入電壓Uin轉(zhuǎn)化為高頻方波電壓Up1,Up1通過CLLC網(wǎng)絡(luò),傳遞到電路二次側(cè),即高頻交流電壓Up2,經(jīng)過Qb1～Qb4的反并聯(lián)二極管整流,電容Co濾波,成為給負(fù)載供電的穩(wěn)定直流。此時Qb1～Qb4關(guān)閉,僅通過體二極管進(jìn)行整流。由于電路拓?fù)渫耆珜ΨQ,反向工作時與正向相類似。當(dāng)變壓器變比n?1時,電路正反向工作差異較大,而CLLC電路一般工作于雙邊電壓相差不大的情況下,故變壓器變比n一般取1。

由于CLLC電路中非線性器件較多,直接采用時域分析或者模態(tài)分析過于復(fù)雜,因此先采用基波分析法對CLLC電路進(jìn)行簡化,簡化后的電路如圖2所示。

圖2 CLLC諧振網(wǎng)絡(luò)的交流等效電路

考慮到實際工程中諧振電感Lr1和Lr2的設(shè)計比較復(fù)雜,對其初始磁導(dǎo)率μ和線徑等參數(shù)有嚴(yán)格的要求。因此,為了簡化理論分析,也為了降低成本,令Lr=Lr1=Lr2,Cr=Cr1=Cr2,此時CLLC諧振腔為互易二端口網(wǎng)絡(luò)。

在圖2中,令輸入交流電壓基波幅值為Uin,其向量表示形式為Uin,頻率為fc,角頻率ωc=2πfc,相角為0 rad/s,可得等效交流開路輸出電壓

(1)

令輸出負(fù)載電阻為RL,可得交流負(fù)載電阻為

(2)

通過推導(dǎo)得到輸出電壓為

(3)

直流增益Gdc可表示為

(4)

為了簡化,令kCr,kLr,k2Lr,k2Lm分別為

(5)

可得簡化后的直流增益Gdc為

(6)

經(jīng)過電路模型等效可得電路輸入阻抗為

(7)

實部ZinR為

(8)

虛部ZinI為

(9)

諧振變換器一次側(cè)輸入電流

(10)

諧振變換器一次側(cè)輸出電流

(11)

(12)

由于一次側(cè)工作在零電壓開關(guān)(Zero Voltage Switch,ZVS)區(qū)域,其開關(guān)管導(dǎo)通損耗可以忽略,又因為開關(guān)管的關(guān)斷損耗比較小,因此可以忽略其關(guān)斷損耗。

二次側(cè)的損耗PMOS2可以表示為

(13)

式中:Rd——二次側(cè)開關(guān)管導(dǎo)通電阻。

故電路總損耗

(14)

由式(14)可得電路損耗與Ron和Rd相關(guān)。由于一次側(cè)開關(guān)管起到斬波作用,其電阻阻值相對穩(wěn)定,故可采用減少二次側(cè)開關(guān)管電阻的方式,達(dá)到減小電路損耗的目的。

2 同步整流策略

同步整流的主要思想就是在體二極管導(dǎo)通的情況下,控制開關(guān)管同步導(dǎo)通,降低二次側(cè)開關(guān)管導(dǎo)通電阻Rd,提高轉(zhuǎn)換效率。由于全數(shù)字化控制通常采用微控制器(Micro-Controller Unit,MCU)直接進(jìn)行控制,但考慮到開關(guān)管的導(dǎo)通極其迅速,會導(dǎo)致MCU來不及響應(yīng),從而失去原有的控制作用,會對電路造成損害,因此選擇現(xiàn)場可編程門陣列(Field Programmable Gate Array,FPGA)對同步整流進(jìn)行控制。

由于CLLC電路工作狀態(tài)是對稱的,以正向傳輸功率為例介紹FPGA的工作原理。圖3從上至下依次為Up2電壓波形;Up2電壓過零比較后的結(jié)果;二次側(cè)電流的波形,二次側(cè)電流取絕對值的波形,二次側(cè)電流取絕對值過零比較后的結(jié)果。

除了常規(guī)治療外,增加了還原型谷胱甘肽治療的觀察組患者臨床中療效比對照組突出,在此次研究中,經(jīng)過治療后,觀察組患者的臨床治療有效率是97.1%,對照組的臨床治療有效率是71.3%。兩組的ALT、AST、TBiL、GGT等指標(biāo)均降低,和治療前對比,結(jié)果存在統(tǒng)計學(xué)差異性(P<0.05),觀察組患者的降低幅度比對照組大,效果更加明顯。兩組的HA、PCIII、IV-C均降低,觀察組更加突出?；颊叩母卫w維化指標(biāo)均有所降低,說明了治療效果比較理想。觀察組患者的降低幅度比對照組高出許多,說明使用了還原型谷胱甘肽后的療效顯著的提升。

圖3 CLLC電路中Up2的電壓、電流、同步信號比較

由圖3可推導(dǎo)出同步整流中二極管導(dǎo)通的真值,結(jié)果如表1所示。表1中,1為高,0為低。

表1 二極管導(dǎo)通邏輯真值

由此可知,僅需要將Up2電壓的極性與電流絕對值的比較結(jié)果輸入邏輯電路即可完成同步整流。其對應(yīng)的邏輯設(shè)計圖如圖4所示。

綜合考慮隔離等級和成本,采用差分比較電路對Up2電壓極性進(jìn)行采樣。圖5為電壓過零點檢測電路。當(dāng)Uout1?Uout2時,二極管D12導(dǎo)通,將電壓鉗位在0.7 V左右,以避免高壓損壞比較器;當(dāng)Uout1?Uout2時,相類似,電壓鉗位在

圖4 同步整流邏輯設(shè)計示意

-0.7 V。通過此電路,可直接得到電壓過零點,電阻R31～R34與R45～R48為主回路隔離電阻,用以隔離主電路的高壓。

利用高頻電流互感器對電流進(jìn)行采樣。電流同步信號采樣電路如圖6所示。將一次側(cè)的大電流感應(yīng)為二次側(cè)小電流,通過橋式整流電路得到電流信號的絕對值,R25與R27起到分壓作用,避免電壓過高損壞比較器,R17和R18與滑動變阻器W構(gòu)成比較門檻值,與輸入信號進(jìn)行比較,得到一次側(cè)電流二倍頻信號,即電流同步信號。

圖5 電壓過零點檢測電路

圖6 電流同步信號采樣電路

3 實驗分析

CLLC諧振變換器的設(shè)計規(guī)格如下:額定輸入電壓為400 V,輸入直流電壓Uin的范圍為350～450 V;額定輸出電壓Uout為400 V,輸出電壓范圍為380～420 V,Uout的紋波要求小于5%;最大輸出功率為2.5 kW,最大輸出負(fù)載為1 kΩ;允許的開關(guān)頻率fc的變化范圍為100～300 kHz,死區(qū)時間為200 ns。表2為主要電子器件選型。

輸出濾波電路采用無極性電容并聯(lián)電解電容。考慮到輸入輸出電壓接近電解電容450 V的耐壓極限,為了防止電容過壓,采用雙電解電容串聯(lián),并且并聯(lián)均壓電阻。CLLC諧振主回路參數(shù)如表3所示。

表2 CLLC電子變壓器的器件選型

表3 CLLC電子變壓器的濾波與諧振器件

圖7分別展示了空載(輸出功率Pout=530 W,fc=177.3 kHz)和滿載(輸出功率Pout=2.5 kW,fc=138.1 kHz)工況下的輸出電壓(Uout)、高頻方波電壓(Up1)和諧振電流(Ir)波形。由圖7可知,諧振電流Ir相位超前于電壓Up1,電路工作于軟開關(guān)狀態(tài),且此時輸出電壓Uout相對恒定,證明電路可以實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出。

圖7 不同負(fù)載下輸出電壓、橋臂電壓和諧振電流波形

圖8顯示的是電流比較信號、二次側(cè)電流、電壓比較信號和二次側(cè)電壓。由圖8可知,原始信號與其同步信號無相位偏差,滿足同步整流條件。

圖9顯示的是Qb1和Qb4驅(qū)動信號、Qb2和Qb3驅(qū)動信號、電壓比較信號以及電流比較信號。由圖9可知,驅(qū)動信號與同步信號基本無相差,滿足開關(guān)管工作條件。

圖8 主回路信號采樣

圖9 同步信號與驅(qū)動信號

圖10為采用同步整流與不采用同步整流情況下的效率對比。由圖10可知:在輕載時,同步整流沒有明顯提升樣機(jī)效率,這是由于輕載時輸出電流較小,故效率提升不明顯;但在重載時,輸出電流較大,此時同步整流對效率提升明顯,最高可達(dá)5%左右。

圖10 效率對比曲線

4 結(jié) 論

本文提出了一種數(shù)字化控制的CLLC變換器同步整流策略,并通過實驗證明該同步整流策略擁有以下3個優(yōu)點:

(1) 采用全數(shù)字化控制,利用FPGA處理高速信號,簡單有效;

(2) 使用比較器提取主回路信號,避免使用高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換引入的高成本;

(3) 通過同步整流,進(jìn)一步提升了變換器效率,最高可提升約5%的效率。