朱曉波,付天翔,孫大鷹,姚 宇,顧文華

(南京理工大學 電子工程與光電技術學院, 南京 210094)

開關轉換器在電子設備中非常常見,例如智能手機、平板電腦,甚至是物聯(lián)網(internet of things, IoT)應用中的環(huán)境傳感器[1]．這些電子設備提高了工作效率,并為人類生活帶來了便利．為了延長電池壽命,具有高轉換效率、高功率密度和快速響應的電源管理技術至關重要[2-4]．脈沖寬度調制(pulse width modulation, PWM)控制技術廣泛應用于DC-DC轉換器．但是,由于頻率恒定,因此在輕載條件下轉換器的功率效率降低．為了提高轉換效率,有研究者提出了脈沖頻率調制(pulse frequency modulation, PFM)模式和脈沖跳躍調制(pulse-skip modulation, PSM)模式．然而,在以上所提出的模式中,控制電路復雜并且芯片面積較大[5]．

近年來,基于波紋的恒定導通時間(ripple-based constant on-time, RBCOT)控制方案被廣泛使用,主要由于其具有更好的輕載效率、更快的瞬態(tài)響應和更寬的帶寬．盡管RBCOT控制已被廣泛使用,但它仍有一些局限性:① 如果輸出電容的串聯(lián)電阻太小,例如多層陶瓷電容器(multilayer ceramic capacitor, MLCC),由于電感器電流和輸出電壓之間存在相移,這種控制方案在CCM中將變得不穩(wěn)定;② 恒定的導通時間控制機制會因輸入電壓、輸出電壓和負載電流條件的變化而導致開關頻率變化,從而導致嚴重的電磁干擾(electromagnetic interference, EMI)噪聲．此外,COT控制方案仍具有進一步改善其瞬態(tài)響應的潛力．

文中提出了一種新型的控制方案:電流模式自適應導通時間(current mode adaptive on time, CM-AOT)控制,以提高瞬態(tài)性能,此方案無需在系統(tǒng)中添加任何其他非線性電路．在這種新型控制方法中,當負載增加或減少時,可以自適應地更改TON脈沖．此外,該Buck轉換器具有寬范圍的輸入電壓和輸出電壓．

1 傳統(tǒng)Buck變換器的局限性

圖1為用于Buck轉換器的傳統(tǒng)RBCOT控制電路．輸出電壓Vout由等效串聯(lián)電阻(equivalent series resistance, ESR)的紋波電壓VESR和電容紋波電壓VC組成．VESR與電感電流紋波同相,且沒有時間延遲．但是,VC和電感電流之間存在延遲．為了確保環(huán)路的穩(wěn)定性,輸出電容CO的等效串聯(lián)電阻RESR非常大,可以推斷出RESR需要滿足條件:

圖1 Buck變換器的傳統(tǒng)RBCOT控制電路Fig.1 Circuit diagram of the conventional RBCOT control for Buck converter

(1)

式中，Ton為轉換器的開啟時間．但是,較大的ESR會引起較大的輸出紋波．研究者提出了許多方法,以減少對大ESR的需求．具有虛擬電感電流(virtual inductor current, VIC)的基于波紋的COT控制是解決穩(wěn)定性問題的COT控制方案之一[6-9]．在VIC網絡中,由于電感電流信息包含在相電壓VSW中,因此可以通過RC積分器對相電壓VSW進行積分來獲得電感電流紋波．然后,通過DC提取器提取信號的DC值,并生成“虛擬”電感電流．最后,將“虛擬”電感電流波形與反饋電壓Vfb相加,以增強VESR的效果并提高COT控制方案的穩(wěn)定性[9]．為了解除大RESR的穩(wěn)定性約束,文獻[10-11]提出了CMCOT控制方案．圖2為了內部電路控制環(huán)路．當ILRi和VC相交時,開關S1導通,并且導通時間發(fā)生器產生恒定的導通時間．然后關閉開關,直到下一次ILRi和VC相交為止．如果在一定期間內引入一個較小的信號干擾,則該干擾將不會被放大并傳輸?shù)较乱粋€周期．因此,由于CMCOT控制方案具有出色的穩(wěn)定性而不會出現(xiàn)次諧波振蕩的風險．這些方法可以在輸出端使用MLCC時使系統(tǒng)穩(wěn)定,但是仍然存在其他一些問題．

圖2 CMCOT控制結構電路Fig.2 Current mode constant on time (CMCOT) control structure

一方面,與PWM控制方法相比,由于采用變頻控制,COT控制具有更快的瞬態(tài)響應速度．但是COT控制的瞬態(tài)響應也有其局限性:在施加快速且較大的負載升壓時,由于實際電路中使用Toff_min模塊,系統(tǒng)無法實現(xiàn)理想波形的“單周期”穩(wěn)定性,并且最大占空比不能為100%．因此,像PWM控制一樣,COT Buck轉換器需要在負載變化時優(yōu)化其響應速度．

另一方面,COT控制的另一個重要缺陷是開關頻率fsw在占空比范圍內變化．占空比D與fsw之間的關系為：

(2)

由式(2)可知,如果Vin或Vout變化,則占空比D也將變化．由于在COT控制中Ton是恒定的,最終轉換器的開關頻率fsw將被改變[12]．鎖相環(huán)(phase-locked loop, PLL)是減少頻率變化的常用技術,它可以將開關頻率鎖定在預定的參考頻率[13]．但是需要額外的電路和元件,這可能導致設計復雜化且浪費芯片的面積．另外,有許多論文中使用恒定的時間和自適應的時間(AOT)控制方案[14-15]．基本上,AOT控制結構與COT結構相同,但是在穩(wěn)態(tài)條件下,Ton將隨Vin和Vout的變化而變化．因此,工作頻率將保持恒定．AOT控制的架構如圖3．Ton模塊位于紅色區(qū)域內．輸入電壓Vin通過V-I轉換器轉換為輸入電流,該轉換器對電容C充電以產生斜坡電壓．反饋電壓Vfb被用作比較器的參考電壓．當斜坡電壓等于參考電壓時,比較器會生成Ton結束信號．通過以上方式,AOT控制方案可以使工作頻率近似穩(wěn)定．

圖3 傳統(tǒng)AOT電路Fig.3 Conventional adaptive on time control

但是,在AOT控制方案中,Ton可能會變得很?。绻诘驼伎毡冗\行時負載增加會產生較大的下沖．否則,如果Ton變得非常大,則在Ton周期開始時出現(xiàn)負載下降時,過沖可能會更加惡化[16]．另外,在Ton模塊中,比較器的參考電壓為Vfb,可以表示為kVout．在負載降壓的情況下,輸出電壓將有一個過沖,參考電壓Vfb也將隨之有一個小的過沖．如圖4，比較器增加的參考電壓會使Ton更長,從而使輸出過沖更大．否則,當負載增加時,輸出電壓將下沖,而Vfb也將下沖,如圖5,這將使Ton更短,輸出下沖更大．

圖4 AOT控制中的負載升壓瞬態(tài)特性Fig.4 Load step up transient in AOT control

圖5 AOT控制中的負載降壓瞬態(tài)特性Fig.5 Load step down transient in AOT control

2 CM-AOT控制的實現(xiàn)

CM-AOT控制的Buck轉換器如圖6．中間虛框部分為谷值電流比較器,邏輯模塊控制功率MOSFET的導通和關斷．誤差放大器EA1不僅可以輸出誤差電壓VC,而且可以輸出誤差電流IC,并且當轉換器處于穩(wěn)定狀態(tài)時,誤差電流IC近似為零．電流源Ivin與Ton發(fā)生器(左下角虛框部分)中的電源電壓Vin成比例設置．電容C的充電電流是Ivin和IC的總和,這與以前的論文不同,后者僅取決于輸入電壓[17]．另外,比較器CMP2的參考電壓是補償電路的輸出電壓Vsum,而不直接取決于輸出電壓．值得注意的是圖6中的晶體管Mz用作防振鈴開關,以避免在節(jié)點SW處發(fā)生大的振鈴和開關噪聲[18]．

圖6 CM-AOT控制的Buck轉換器示意Fig.6 Schematic of proposed CM-AOT controlled Buck converter

為了改善瞬態(tài)響應,引入了雙輸入雙輸出誤差放大器(dual-input-double output error amplifier, DIDO-EA)和加法器．除了產生控制電壓VC之外,DIDO-EA還可以將Vref-Vfb的差值轉換為誤差電流IC．IC在穩(wěn)定狀態(tài)下為零,并且與Vref-Vfb成正比,DIDO-EA的輸出電流IC與輸入電壓差之間的關系為:

IEA=gm(Vref-Vfb)

(3)

式中，gm為誤差放大器的跨導．

加法器的輸出電流Ion可以表示為:

Ion=Ivin-IC

(4)

如果CMP2的參考電壓V為固定值,則導通時間可表示為：

(5)

從分析中可以知道,當負載變化時,比較器CMP2的參考電壓V不是固定值,并且將發(fā)生過沖或下沖,這會影響系統(tǒng)的瞬態(tài)響應．因此,文中提出了一種補償電路,如圖6中的右下角虛框部分．誤差放大器EA2放大了Vfb和Vref之間的差值,輸出電壓VEA的DC值被電容器C1消除,并且僅保留輸出電壓的交流信息VEA, ac．電阻R1,R2,R3,R4和誤差放大器EA3構成加法器,該加法器將AC信息VEA,ac和轉換器的反饋電壓Vfb相加．補償電路的輸出電壓Vsum用作比較器CMP2的參考電壓．

根據加法器的疊加原理,將EA3的正輸入端的電壓設為up,可以得到:

(6)

根據同向求和電路的原理,輸出電壓可以描述為：

(7)

因為Vfb近似恒定,所以上式可以改寫為:

(8)

由于VEA包含高頻AC信息,因此上述公式可以進一步簡化為:

(9)

用Vsum替換V,式(6)可改寫為:

(10)

當電路處于穩(wěn)定狀態(tài)時,IC約為零,VEA, ac也約為零,則式(10)可重寫為:

(11)

從式(11)可以看出,當電路處于穩(wěn)定狀態(tài)時,轉換器工作在偽恒定頻率狀態(tài)．

(1) 負載升壓時的瞬態(tài)改善

在負載升壓的情況下,輸出電壓下沖,并且Vref和Vfb之間的電壓差增大，如圖7(a),誤差放大器EA2的輸出電壓VEA增加,并且Vsum也相應地增加．調節(jié)耦合電容C1,R3,R4的值可以調節(jié)瞬態(tài)響應中VEA, ac的上升或下降幅度,從而可以調節(jié)補償量．同時,當輸出電壓下沖時,EA1輸出的誤差電流IEA不再為零,而是產生了正向傳導電流．因此,電容C的充電電流變小,Ton變長．當負載增加時,鋸齒波信號Vramp的斜率減小,并且比較器CMP2的基準電壓增加,這使得Ton更長．傳統(tǒng)的COT控制和CMAOT控制都觸發(fā)最小關閉時間Toff_min．相反,電流模式AOT具有較大的等效占空比,因此在瞬態(tài)下響應速度更快．在極端情況下,導通時間Ton可以實現(xiàn)“單周期”響應,當然,這也可能導致系統(tǒng)不穩(wěn)定．

圖7 補償電路波形Fig.7 Waveform of the compensation circuit

(2) 負載降壓時的瞬態(tài)改善

當負載電流下降時,輸出電壓會產生過沖，如圖7(b),在通過補償電路之后,反饋電壓降低．式(3)表明控制誤差放大器的跨導值gm可以有效地控制Ton在瞬態(tài)響應中的調節(jié)能力．gm越大,調節(jié)能力越強,瞬態(tài)時Vramp的斜率越小,Ton越長;相反,當系統(tǒng)穩(wěn)定時,Vramp的斜率趨于穩(wěn)態(tài)值,Ton趨近于導通時間．鋸齒波信號Vramp的斜率增大,并且比較器CMP2的基準電壓減小,這使得接通時間Ton更短．與傳統(tǒng)的COT相比,盡管兩者都是“單周期”調整,但AOT控制可及時降低Ton,從而抑制輸出電壓過沖并縮短了響應時間．當占空比較大時,AOT控制的優(yōu)勢更加明顯．

3 仿真結果

文中提出的控制方法是采用0.18μm 30V BCD工藝設計的．系統(tǒng)輸入電壓可以在6～20 V變化,輸出電壓可以在0.6～5 V變化,開關頻率可以在0.5～2 MHz調節(jié)．

圖8為當負載上升時在COT和AOT控制模式下的仿真比較波形,此時仿真條件為Vin=12 V,Vout=1.8 V,開關頻率為1 MHz．當負載電流Iload從0.5 A增加到3 A時,COT控制Buck轉換器的輸出電壓下沖為49 mV,響應時間為15 μs;而AOT控制Buck轉換器的輸出電壓下沖為39 mV,響應時間為11 μs．與COT控制模式相比,AOT控制模式在瞬態(tài)響應中導通時間更長,恢復速度更快,下沖更?。?/p>

圖8 負載升壓時的輸出過沖Fig.8 Output undershoot at load step up

對于負載降壓的情況,設置Vin=6 V,Vout=1.8 V,開關頻率為1 MHz．如圖9,當負載電流Iload從3A下降到0.5 A時,AOT控制的導通時間變短．與COT控制相比,AOT控制的過沖降低了15 mV(84-69 mV),響應時間降低了2.4 us．弱占空比在穩(wěn)態(tài)下更大,則AOT控制的優(yōu)勢更加明顯．從仿真結果可以看出,相較于傳統(tǒng)Buck變換器,CM-AOT控制方法可顯著降低其響應時間,且有效降低了過沖電壓,提高其工作穩(wěn)定性．

圖9 負載降壓時的輸出過沖Fig.9 Output overshoot at load step down

4 結論

(1) 提出了一種電流模式自適應導通時間(CM-AOT)控制的方法,該方法可在負載升壓、降壓后立即增減導通時間Ton,以減少輸出電壓下沖或過沖．

(2) 在超輕載條件下,系統(tǒng)以DCM模式工作以提高效率．

(3) 該電路具有較寬的輸入和輸出范圍,可以適用于多種應用．相關的仿真結果證明了在廣泛的應用范圍內都具有良好的瞬態(tài)性能．