王玕，王智東，張紫凡，陳志峰

（1.華南理工大學(xué)廣州學(xué)院 電氣工程學(xué)院，廣州 510800； 2.華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣州 510640）

引言

24 V 電壓等級(jí)鋰電池適用于內(nèi)燃叉車照明及電力巡檢機(jī)器人等工業(yè)設(shè)備。鋰電池作為提供電能的電源是工業(yè)設(shè)備安全工作的重要保障，其充電性能將直接影響設(shè)備運(yùn)行的穩(wěn)定性。目前市場(chǎng)上低成本的鋰電池充電器與鋰電池充電芯片種類繁多、比比皆是。但常用的24 V 鋰電池普遍缺乏高效的充電器系統(tǒng)，存在著充電性能差、充電效率低等問題。為改善鋰電池組過充、欠充、充電時(shí)間長(zhǎng)等問題，學(xué)者們進(jìn)行了廣泛研究。文獻(xiàn)[1]設(shè)計(jì)了一款基于單片機(jī)與MAX1898 充電芯片的智能充電器，能夠進(jìn)行多種充電方案轉(zhuǎn)換。文獻(xiàn)[2]利用PLC 操作便捷的優(yōu)勢(shì)，靠鋰電池組內(nèi)單體電池的差異性，擴(kuò)展了充電器的使用范圍。文獻(xiàn)[3]開發(fā)了一種基于STM32 單片機(jī)的鋰電池組平衡充電器設(shè)計(jì)。文獻(xiàn)[4]針對(duì)電池充電系統(tǒng)，提出了一種改進(jìn)型防反接與防倒灌保護(hù)電路。文獻(xiàn)[5]基于先恒流再恒壓的Boost 拓?fù)潆娐?，?shí)現(xiàn)了快速高效充電。

基于上述研究，本文從市場(chǎng)及客戶需求出發(fā)，設(shè)計(jì)了一款24 V 數(shù)字式鋰電池充電器系統(tǒng)。系統(tǒng)以STM32F03 為控制核心，配有采樣調(diào)理電路模塊、保護(hù)電路模塊、負(fù)載電路模塊等。同時(shí)利用電壓滯回區(qū)間作為判據(jù)，實(shí)現(xiàn)恒流充電模式與恒壓充電模式的切換，通過將逐次積分控制與PI 控制結(jié)合改善充電性能，使充電電流更平滑。最后分析系統(tǒng)損耗產(chǎn)生原因，為進(jìn)一步提高系統(tǒng)效率奠定基礎(chǔ)。

1 鋰電池充電器系統(tǒng)優(yōu)化設(shè)計(jì)

考慮部分負(fù)載用鋰電池的工作特點(diǎn)，即作業(yè)時(shí)，由鋰電池對(duì)負(fù)載進(jìn)行供電。非作業(yè)時(shí)間，外部電源為鋰電池和負(fù)載提供能源。能量流向圖如圖1 所示。其中設(shè)定外部供電電源的電壓范圍在25～60 V 之間，鋰電池的電壓等級(jí)是24 V，采用降壓電路進(jìn)行能量傳送。

圖1 能量流向框圖

降壓電路拓?fù)渲饕蠦uck 電路、同步Buck 電路、Buck-Boost 電路、反激電路、半橋電路、全橋電路等。由于Buck-Boost 電路有輸出負(fù)壓且作降壓使用時(shí)占空比調(diào)節(jié)精度低等問題；反激電路存在高頻干擾難以避免和分時(shí)儲(chǔ)能電感占體較大的隱患；而半橋電路或全橋電路均存在結(jié)構(gòu)復(fù)雜與成本高昂的約束[6]。因此文中選擇同步Buck 電路作為主電路拓?fù)?，鋰電池充電器系統(tǒng)架構(gòu)框圖如圖2 所示。

圖2 鋰電池充電器系統(tǒng)架構(gòu)圖

系統(tǒng)包含控制中心、驅(qū)動(dòng)電路、主電路、輔助電源電路、采樣調(diào)理電路、負(fù)載電路與指示燈電路?？刂浦行呢?fù)責(zé)統(tǒng)籌規(guī)劃系統(tǒng)的運(yùn)行，包括收集輸出電壓、電流等數(shù)據(jù)，判定鋰電池的狀態(tài)進(jìn)而執(zhí)行相應(yīng)的恒流充電、恒壓充電、開通負(fù)載回路與執(zhí)行保護(hù)等功能。考慮到電源電壓的波動(dòng)與鋰電池的充電特性，鋰電池充電系統(tǒng)設(shè)計(jì)滿足如下功能：

1）雙電源供電，當(dāng)鋰電池與外部電源同時(shí)存在時(shí)，控制中心只能由外部電源供電；

2）外部電源有防反接功能；

3）控制中心能夠控制鋰電池的充電模式，先恒流充電再恒壓充電，達(dá)到平穩(wěn)充電狀態(tài)；

4）控制中心能夠控制負(fù)載電路的開通與關(guān)斷；

5）恒流恒壓充電時(shí)，電流電壓紋波均小于5 %，效率達(dá)到90 %以上。

2 硬件設(shè)計(jì)

2.1 主電路拓?fù)?/h3>

主電路拓?fù)淙鐖D3 所示，由于同步Buck 電路中開關(guān)管門極驅(qū)動(dòng)電壓較大，控制中心的輸出電壓無法直接驅(qū)動(dòng)開關(guān)管。文中采用由半橋驅(qū)動(dòng)芯片IR2104 驅(qū)動(dòng)開關(guān)管的導(dǎo)通[7]。其中驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)參考國際TI 公司產(chǎn)品手冊(cè)。同時(shí)考慮到同步Buck 電路電感電流連續(xù)，當(dāng)與輸出電容發(fā)生震蕩時(shí)會(huì)產(chǎn)生反向電流，因此在輸出電容前端串聯(lián)二極管，限制電流回流。

2.2 STM32F03 模塊

STM32F03 性能穩(wěn)定、內(nèi)設(shè)資源豐富涵蓋多路ADC、DMA 等通道，相比STC 或多數(shù)國產(chǎn)芯片具有性價(jià)比高，能夠同時(shí)處理多個(gè)復(fù)雜算法等特征，因此文中選用STM32F030F4（如圖4 所示）作為控制中心芯片。

2.3 輔助電源模塊

由于控制中心的供電電壓一般為5 V 或3.3 V，因此需要輔助電源設(shè)備為控制中心提供電能。輔助電源模塊采用雙電源供電模式，如圖5 所示，電源入口通過防反接設(shè)計(jì)進(jìn)行保護(hù)，開關(guān)電源芯片采用性能穩(wěn)定的XL7015，為控制中心提供了穩(wěn)定的工作電壓。

2.4 采樣調(diào)理電路模塊

信號(hào)的準(zhǔn)確提取是控制策略執(zhí)行的重要保證。電流采樣反饋電路如圖6 所示，電壓、電流數(shù)據(jù)由采樣調(diào)理電路采集，經(jīng)過控制中心ADC 模數(shù)轉(zhuǎn)換后傳送到相應(yīng)的存儲(chǔ)地址。由于電壓測(cè)量值較大，電壓采樣電路可直接采用精密電阻分壓形式。相較于電壓，為了測(cè)量鋰電池充電電流，在鋰電池的負(fù)極端通過0.05 Ω 電阻連接主電路接地端，將電流信號(hào)轉(zhuǎn)化為電阻兩端的電壓信號(hào)。接著通過運(yùn)算放大器對(duì)信號(hào)進(jìn)行放大。放大系數(shù)滿足如下公式[8]：

圖3 主電路拓?fù)?/p>

式中IL為負(fù)載電流，ADC3 為經(jīng)過一級(jí)運(yùn)放的負(fù)載電流放大信號(hào)，R11阻值取2 kΩ，R14阻值取為100 Ω。

2.5 負(fù)載電路模塊

負(fù)載電路如圖7 所示，負(fù)載電路設(shè)計(jì)為電子開關(guān)模式，由控制中心控制其開通與關(guān)斷?？紤]到當(dāng)負(fù)載短路時(shí)，鋰電池也處于短路狀態(tài)，其瞬間電流將高達(dá)20～30 A。因此電子開關(guān)設(shè)置為具有較高工作電流的場(chǎng)效應(yīng)管，可以保障電池短路不被燒壞。同時(shí)在支路上增加了限流電阻和保險(xiǎn)絲。電阻可以降低電池短路的電路電流，保險(xiǎn)絲可以有效防止負(fù)載持續(xù)過流。大電流容量的開關(guān)管可以保護(hù)電池短路時(shí)不被燒壞。圖7 中電阻R48 的存在一定程度上隔離了單片機(jī)與負(fù)載電路，起到隔離保護(hù)的作用。

3 軟件控制實(shí)現(xiàn)

基于STM32F03 控制芯片，對(duì)鋰電池系統(tǒng)工作模式進(jìn)行控制。控制流程如圖8 所示。

圖4 主控芯片

圖5 雙電源供電電路

圖6 電流采樣反饋電路

首先對(duì)單片機(jī)GPIO 口，DMA 與ADC 采樣進(jìn)行初始化；接著開啟中斷并等待中斷發(fā)生，采樣讀取鋰電池系統(tǒng)的電壓與電流數(shù)據(jù)，根據(jù)數(shù)據(jù)為控制狀態(tài)寄存器賦值；最后通過對(duì)狀態(tài)寄存器數(shù)值的判斷，設(shè)置相應(yīng)的恒壓恒流充電模式，供電輸出模式與保護(hù)模式。整個(gè)控制過程依靠控制芯片完成，電路可實(shí)現(xiàn)的功能包括：電池的恒流恒壓充電，負(fù)載電路的控制，負(fù)載過流的判斷，以及為提高人機(jī)交互性的指示燈電路的顯示。文中對(duì)控制算法、控制框架與恒壓恒流充電模式切換部分開展深入研究。

3.1 逐波控制框架

程序采用了逐波控制框架，即PWM 波的頻率與其更新頻率一致，實(shí)現(xiàn)了一個(gè)周期，一次控制。逐波控制在程序上利用中斷實(shí)現(xiàn)，中斷中最重要一點(diǎn)是保證中斷執(zhí)行程序沒有溢出。為了加快程序的執(zhí)行進(jìn)程，同時(shí)保證中斷執(zhí)行程序不溢出，文中采用Q 格式，即將一個(gè)小數(shù)放大若干倍后，用整數(shù)來表示小數(shù)。

使用Q 格式可以使得小數(shù)變?yōu)檎麛?shù)，避免了浮點(diǎn)數(shù)的運(yùn)算。同時(shí)，將Q 格式表示的浮點(diǎn)數(shù)轉(zhuǎn)換成整數(shù)時(shí)，也不需要進(jìn)行除法計(jì)算，只需要移位操作即可。因此，Q 格式使得程序執(zhí)行時(shí)間大大縮短，控制頻率可以大大增加。實(shí)驗(yàn)測(cè)得，使用浮點(diǎn)數(shù)時(shí)，中斷程序耗時(shí)為16 us，而Q 格式耗時(shí)6 us。顯著提高了程序的控制頻率。

3.2 PI 控制結(jié)合逐次積分控制

逐次積分控制算法是一種非線性控制策略。在實(shí)際電路中，占空比是逐次積分的目標(biāo)值，通過控制占空比來實(shí)現(xiàn)電壓和電流的控制。其程序如圖9 所示。算法基于對(duì)誤差值的判斷，實(shí)現(xiàn)目標(biāo)值的收斂。

電路中電壓和電流的大小可以通過調(diào)節(jié)占空比進(jìn)行控制。將占空比作為逐次積分的目標(biāo)值具有控制方法易于實(shí)現(xiàn)，超調(diào)量小等優(yōu)點(diǎn)。但是由于步長(zhǎng)確定，使用逐次積分控制算法時(shí)無法對(duì)占空比做出快速的調(diào)整，不能快速跟隨誤差。針對(duì)這一問題，參考文獻(xiàn)[9]，對(duì)比非線性的逐次積分控制算法，PI 控制屬于線性控制算法。P控制可以快速跟隨誤差，I 控制可以消除穩(wěn)態(tài)誤差，通過PI 控制可以快速跟隨誤差的變化，改善控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差。文中涉及PI 控制的核心代碼如圖10 所示。

系統(tǒng)空載時(shí)，由于需要對(duì)占空比進(jìn)行快速的調(diào)整，控制策略采取先PI 控制后逐次積分控制。系統(tǒng)帶電池負(fù)載啟動(dòng)后，由于電池的內(nèi)阻較小，對(duì)電流的阻尼作用較小，使得充電電流易出現(xiàn)較大的過沖?？刂撇呗圆扇∠戎鸫畏e分控制，保證輸出電流將無過沖，在充電電流達(dá)到給定值附近時(shí)再切換到PI 控制。PI 控制與逐次積分控制的有效結(jié)合使系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能得到顯著提升。

3.3 電流環(huán)與電壓環(huán)切換控制

圖7 含電子開關(guān)的負(fù)載電路

圖8 系統(tǒng)軟件控制流程

圖9 逐次積分控制算法

在電流環(huán)與電壓環(huán)切換時(shí)（即恒流充電模式與恒壓充電模式切換時(shí)），會(huì)出現(xiàn)電壓電流環(huán)頻繁切換，未加入滯回區(qū)間的輸出電流電壓的波形如圖11 所示。電流波形峰峰值在1.01 A 范圍內(nèi)抖動(dòng)?？紤]由電流環(huán)進(jìn)入電壓環(huán)時(shí)，判斷的依據(jù)是電池電壓超過參考值，進(jìn)入電壓環(huán)以后，控制系統(tǒng)以參考電壓值做恒壓運(yùn)行。但是通常電池有內(nèi)阻效應(yīng)，在臨界點(diǎn)上，電壓微小的抖動(dòng)都會(huì)引起電流不穩(wěn)。因此有必要將切換電壓由電壓滯回區(qū)間代替。加入電壓滯回區(qū)間后的電流電壓波形如圖12 所示。從圖中可以看出，加入電壓滯回區(qū)間后顯著改善了輸出電流波形的平穩(wěn)度。

4 損耗測(cè)試

對(duì)于任何產(chǎn)品，效率和損耗的分析都是必要的。通過對(duì)上述電路進(jìn)行分析，系統(tǒng)損耗主要包括空載損耗、二極管損耗、開關(guān)管損耗、電阻損耗、電感損耗等。

空載損耗包括電源芯片、單片機(jī)、運(yùn)放、和輸出電容并聯(lián)的電阻，指示燈及相關(guān)器件的損耗。這部分損耗理論上應(yīng)為不變損耗，不會(huì)隨著輸入側(cè)電源電壓的提高而增大。

為防止外部電源反接，主電路中加入二極管，由此帶來了二極管損耗。二極管導(dǎo)通壓降約為0.65 V，輸入側(cè)由于輸入電容的存在，流過二極管的電流并不是連續(xù)的，因此采用輸入平均電流來計(jì)算二極管損耗。

在不同的輸入電壓下，輸入電流平均值也會(huì)不同，從而輸入側(cè)二極管消耗的電能屬于可變損耗。

開關(guān)管損耗大致可分為導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)的開斷損耗，以及導(dǎo)通期間的通態(tài)損耗。單只開關(guān)管開通關(guān)斷損耗可表示為：兩只開關(guān)管的通態(tài)損耗總和為：兩只開關(guān)管的總損耗為：

在不同的輸入電壓下，開關(guān)管的損耗也會(huì)不同，從而開關(guān)管的損耗屬于可變損耗。因此，在開關(guān)管的選擇上，應(yīng)仔細(xì)查閱開關(guān)管數(shù)據(jù)手冊(cè)選擇開關(guān)管以降低損耗。

電阻損耗與電感損耗均為可變損耗。其中電阻損耗與外部電源電壓呈正比。電感損耗主要分為銅損與鐵損。銅損是由于電感自身帶有一定的內(nèi)阻，當(dāng)流過電流時(shí)，發(fā)生熱損。鐵損主要是磁滯損耗，隨著開關(guān)管的開斷，電感電流會(huì)有紋波波動(dòng)，此時(shí)，電感磁芯磁通會(huì)產(chǎn)生變化，從而產(chǎn)生磁滯損耗。該部分損耗有待進(jìn)一步完善。

圖10 PI 控制算法

圖11 未加入滯回的輸出電流電壓波形

圖12 加入滯回的輸出電流電壓波形

基于上述對(duì)損耗來源的分析，測(cè)試中優(yōu)化二極管、開關(guān)管、電阻、電感等器件的選型。經(jīng)多次測(cè)試，當(dāng)外部輸入電源電壓為40 V 時(shí)，充電效率達(dá)到90.8 %。

5 結(jié)語

本文設(shè)計(jì)了基于STM32F03 單片機(jī)的24 V 數(shù)字式鋰電池充電器系統(tǒng)。重點(diǎn)研究了同步Buck 主電路、采樣調(diào)理電路、負(fù)載電路功能模塊的具體組成以及逐波控制、PI 控制的處理流程?？刂扑惴ㄓ芍鸫畏e分控制更新為逐次積分與PI 控制相結(jié)合的算法，吸收了逐次積分啟動(dòng)不會(huì)超調(diào)與PI 控制調(diào)節(jié)快速的優(yōu)點(diǎn)。同時(shí)在恒流充電模式與恒壓充電模式切換過程中，切換電壓由滯回電壓區(qū)間代替，顯著改善了輸出電流波形的平穩(wěn)度，優(yōu)化了系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能。最后通過對(duì)損耗的進(jìn)一步分析，為后續(xù)優(yōu)化完善打下堅(jiān)實(shí)的基礎(chǔ)。