周 彬, 徐靖楠, 郭 旋

(南京工程學(xué)院, 江蘇 南京 211167)

0 引 言

電力電子變壓器(Power Electronic Transformer,PET)作為一種新型變壓器,廣泛應(yīng)用于交直流混合配電網(wǎng),為分布式電源的接入提供并網(wǎng)端口。隨著分布式可再生能源、儲(chǔ)能技術(shù)以及直流配電網(wǎng)組成的交直流混合配電網(wǎng)快速興起,PET作為交直流混合配電網(wǎng)的關(guān)鍵設(shè)備-能量路由器,引起了國內(nèi)外學(xué)者的廣泛研究[1-3]。

近年來,針對(duì)PET的研究熱點(diǎn)主要集中在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[4-7]和控制方法[8-11]兩方面。拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)方面,文獻(xiàn)[4-5]論述了基于傳統(tǒng)的兩電平或三電平電壓源的換流器型電力電子變壓器,結(jié)構(gòu)雖然簡(jiǎn)單,但不能進(jìn)行冗余設(shè)計(jì),不適用于中高壓電壓等級(jí);文獻(xiàn)[6-7]論述了級(jí)聯(lián)H橋型多電平電力電子變壓器,雖然應(yīng)用的電壓等級(jí)更加寬泛,但結(jié)構(gòu)復(fù)雜、控制算法復(fù)雜?？刂品椒ǚ矫?文獻(xiàn)[8-9]采用基于PI雙閉環(huán)控制來實(shí)現(xiàn)對(duì)dq軸的獨(dú)立控制,雖然系統(tǒng)響應(yīng)性能好,但對(duì)參數(shù)變化敏感,且解耦計(jì)算復(fù)雜,難以實(shí)現(xiàn)完全解耦;文獻(xiàn)[10-11]設(shè)計(jì)了PR控制,解決了交叉解耦問題,但抗干擾能力較差,魯棒性不強(qiáng)。

本文首先介紹了模塊化多電平電力電子變壓器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),并建立其在d-q軸坐標(biāo)系下的輸入級(jí)和輸出級(jí)數(shù)學(xué)模型。然后提出一種基于反饋線性化與變結(jié)構(gòu)控制器的輸入級(jí)、輸出級(jí)控制策略,解決了PET傳統(tǒng)情況下基于PI控制的交叉解耦控制策略魯棒性差、控制系統(tǒng)復(fù)雜等缺點(diǎn)。最后通過仿真結(jié)果分析,驗(yàn)證了所提控制策略的有效性及優(yōu)越性。

1 MMC-PET拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及數(shù)學(xué)建模

MMC-PET拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。MMC-PET主要由輸入級(jí)、隔離級(jí)和輸出級(jí)三部分組成。輸入級(jí)采用MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),隔離級(jí)采用輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)(ISPO)隔離型DC-DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),輸出級(jí)采用三相電壓源型逆變器(VSC)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。輸入級(jí)MMC通過子模塊的級(jí)聯(lián),使得電力電子變壓器能夠適用于中高壓、大功率場(chǎng)合;并且通過對(duì)輸入級(jí)的控制,能夠完成PET單位功率因數(shù)運(yùn)行。隔離級(jí)通過將輸入級(jí)輸出的直流高壓經(jīng)過H橋逆變成高頻方波,然后耦合到變壓器二次側(cè),最終再經(jīng)過H橋整流成低壓直流。輸出級(jí)主要將低壓直流逆變成低壓交流供交流負(fù)荷使用,或者提供一個(gè)端口給分布式電源接入。

1.1 MMC-PET輸入級(jí)數(shù)學(xué)建模

MMC-PET輸入級(jí)等效電路如圖2所示,每相由2個(gè)橋臂組成。每個(gè)橋臂由n個(gè)半橋子模塊(HBSM)和1個(gè)限流電感L0構(gòu)成[12]。

由圖2的等效電路可知,可以依據(jù)基爾霍夫電壓定律得到

(1)

式中:usj——網(wǎng)側(cè)交流電壓;

uj、ij——MMC換流器輸入端電壓和電流;

Rs——線路的等效電阻;

Ls——線路的等效電感。

對(duì)式(1)進(jìn)行dq變換可以得到

(2)

式中:usd、usq——網(wǎng)側(cè)交流電壓d軸和q軸上的分量;

ud、uq——MMC輸入端電壓在d軸和q軸上的分量;

id、iq——MMC輸入端電流在d軸和q軸上的分量。

1.2 MMC-PET輸出級(jí)數(shù)學(xué)模型

MMC-PET輸出級(jí)等效電路如圖3所示,主要由三相DC/AC逆變器和LC濾波電路組成。

根據(jù)基爾霍夫電壓定律可得:

(3)

式中:Uj、Ij——三相DC/AC逆變器的輸出電壓和電流;

U1j——三相負(fù)載的電壓;

Rf——輸出級(jí)輸出線路的等效電阻;

Lf——輸出級(jí)輸出線路的濾波電感。

對(duì)式(3)進(jìn)行dq變換可以得到

(4)

式中:Ud、Uq——三相DC/AC逆變器的輸出電壓在d軸和q軸上的分量;

Id、Iq——三相DC/AC逆變器的輸出電流在d軸和q軸上的分量;

U1d、U1q——三相負(fù)載的電壓在d軸和q軸上的分量。

(5)

式中:Cf——三相DC/AC逆變器輸出線路的濾波電容;

I1j——三相負(fù)載的電流。

對(duì)式(5)進(jìn)行dq變換可以得到

(6)

式中:I1d,I1q——三相負(fù)載的電流在d軸和q軸上的分量。

2 MMC-PET控制策略

2.1 輸入級(jí)控制策略

MMC-PET輸入級(jí)控制目標(biāo)是使直流側(cè)母線電壓穩(wěn)定并且能夠提供無功補(bǔ)償,因此采用交叉解耦的雙閉環(huán)控制。同時(shí),本文采用基于最新電平調(diào)制技術(shù)的電容電壓平衡控制策略,來實(shí)現(xiàn)輸入級(jí)MMC均壓控制[13]。

由式(2)可見,id、iq互相耦合,為了使系統(tǒng)解耦,現(xiàn)在主流使用的交叉解耦控制主要是基于PI控制,其參數(shù)適用范圍有限,并且由于控制器中存在包含參數(shù)的反饋系數(shù),使得交叉解耦魯棒性不強(qiáng)。

(7)

其中:

關(guān)于上述的非線性系統(tǒng),經(jīng)過計(jì)算其向量相對(duì)階(r1+r2=1+1=2)與系統(tǒng)的階數(shù)相等,因此給定輸出函數(shù)就可以使得系統(tǒng)能夠精確反饋線性化[14-15]。

選擇新的控制變量v和非線性變換坐標(biāo)Z[16]:

(8)

(9)

系統(tǒng)解耦并降階為一階線性系統(tǒng):

(10)

(11)

由趨近律可以得到

(12)

式中:Sat(x)——飽和函數(shù)。

綜上可以得到,子系統(tǒng)的滑?？刂坡蔀?/p>

(13)

為了減小系統(tǒng)抖動(dòng),ε1、ε2取值應(yīng)足夠小;而為了保證能有足夠的收斂速度,應(yīng)同時(shí)增大k1、k2。

由此可以得到,控制輸出為

(14)

因此,MMC-PET輸入級(jí)控制框圖如圖4所示。

2.2 隔離級(jí)控制策略

隔離級(jí)采用m個(gè)結(jié)構(gòu)相同的DC/DC變換器通過輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)(ISPO)的方式連接組成。每個(gè)DC/DC變換器由單相全橋逆變器、高頻變壓器和單相全橋整流器構(gòu)成。對(duì)于MMC-PET隔離級(jí)的控制主要是采用開環(huán)控制將直流變換成占比為50%的高頻方波,通過將MMC-PET輸入級(jí)輸出的直流高壓通過H橋逆變成高頻方波,然后耦合到變壓器二次側(cè),最后再通過H橋整流成低壓直流。

2.3 輸出級(jí)控制策略

MMC-PET輸出級(jí)控制同樣采用PI電壓外環(huán)和反饋線性化與變結(jié)構(gòu)控制電流內(nèi)環(huán)相結(jié)合的控制結(jié)構(gòu)。電壓外環(huán)實(shí)現(xiàn)工頻交流電壓穩(wěn)定輸出,電流內(nèi)環(huán)實(shí)現(xiàn)對(duì)濾波電感的反饋電流和負(fù)載電流前饋補(bǔ)償電流進(jìn)行無靜差跟蹤。對(duì)于MMC-PET輸出級(jí)控制策略,可參考MMC-PET輸入級(jí)控制策略的設(shè)計(jì)方法。MMC-PET輸出級(jí)控制框圖如圖5所示。

3 仿真測(cè)試及結(jié)果分析

搭建圖1所示拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的MMC-PET系統(tǒng)仿真模型,其中MMC-PET的輸入級(jí)控制、隔離級(jí)控制以及輸出級(jí)控制則分別采用本文所提出的控制策略。其中MMC-PET輸入級(jí)交流電壓為10 kV,額定容量為2.5 MVA;中壓側(cè)直流電壓為20 kV,低壓側(cè)直流電壓為1.5 kV,低壓側(cè)逆變器輸出電壓為0.38 kV。具體仿真參數(shù)及PI控制器參數(shù)分別如表1～表4所示。

表1 MMC-PET 輸入級(jí)仿真參數(shù)

表2 MMC-PET隔離級(jí)仿真參數(shù)

表3 MMC-PET輸出級(jí)仿真參數(shù)

表4 PI控制器參數(shù)

3.1 MMC-PET輸入級(jí)仿真

MMC-PET輸入級(jí)仿真波形如圖6所示,其中圖6(a)為網(wǎng)側(cè)電壓波形,相電壓峰值為8 165 V;圖6(b)為直流側(cè)輸出電壓波形,電壓值穩(wěn)定在20 kV,波動(dòng)值小于1%;圖6(c)為穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)a相電壓和電流的波形,可得到電網(wǎng)側(cè)電壓和電流相位是相同的,MMC-PET以單位功率因數(shù)運(yùn)行。

3.2 MMC-PET隔離級(jí)及輸出級(jí)仿真

MMC-PET隔離級(jí)及輸出級(jí)仿真波形如圖7所示,其中圖7(a)為隔離級(jí)低壓側(cè)直流輸出電壓,電壓值穩(wěn)定在1.5 kV,波動(dòng)值小于1%;圖7(b)為輸出級(jí)輸出的三相交流電壓波形,相電壓峰值為311 V,abc相依次滯后120°;圖7(c)和圖7(d)分別為三相交流電流波形和負(fù)載功率波形。從仿真波形可以看出,采用前文設(shè)計(jì)的控制策略,輸出級(jí)輸出的波形質(zhì)量較好。

3.3 不同控制方法的對(duì)比仿真

輸入級(jí)功率變化情況下的仿真波形如圖8所示,其中圖8(a)為輸入級(jí)無功功率變化情況,具體參數(shù)初始狀態(tài)給定輸入級(jí)無功功率為158 kvar,即網(wǎng)側(cè)輸入級(jí)功率因數(shù)為0.85;1.7 s時(shí)輸入級(jí)無功功率變?yōu)?158 kvar,即網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)變?yōu)?0.85;1.8 s時(shí)輸入級(jí)無功功率變?yōu)? kvar,即保持單位功率因數(shù)運(yùn)行。圖8(b)為此種運(yùn)行工況下,基于傳統(tǒng)PI控制和基于反饋線性化與變結(jié)構(gòu)控制兩種不同控制方法下的輸入級(jí)dq軸電流分量對(duì)比仿真波形。從仿真波形可以看出,采用前文設(shè)計(jì)的基于反饋線性化與變結(jié)構(gòu)控制的方法比基于傳統(tǒng)PI控制的方法具有更強(qiáng)的魯棒性和快速的響應(yīng)能力。

4 結(jié) 語

電力電子變壓器作為交直流混合配電網(wǎng)的關(guān)鍵設(shè)備,得到廣泛的關(guān)注。本文針對(duì)電力電子變壓器傳統(tǒng)情況下基于PI控制的交叉解耦控制策略魯棒性差、控制系統(tǒng)復(fù)雜等缺點(diǎn),設(shè)計(jì)一種基于反饋線性化與變結(jié)構(gòu)控制的MMC-PET控制策略。通過構(gòu)造出PI電壓外環(huán)和反饋線性化與變結(jié)構(gòu)電流內(nèi)環(huán)相結(jié)合的新雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu),以實(shí)現(xiàn)對(duì)MMC-PET輸入級(jí)和輸出級(jí)控制,使得MMC-PET輸入級(jí)和輸出級(jí)既保留了交叉解耦快速性與解耦性的特點(diǎn),又提高了魯棒性,對(duì)交直流混合配電網(wǎng)的建設(shè)具有一定的實(shí)用價(jià)值。