王克柏，郭明良，于雁南，李 昊

（黑龍江科技大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150000）

0 引 言

逆變電路的應(yīng)用十分廣泛。在當(dāng)前已有的電源中，蓄電池、干電池、超級(jí)電容以及太陽(yáng)能電池等都是直流電源[1]，不能直接向交流負(fù)載供電，需要先經(jīng)過電能變換才可給交流負(fù)載供電，這就需要逆變電源。而判斷一個(gè)逆變器的好壞，其控制方式尤為重要。

常用的逆變控制技術(shù)主要有模擬控制、數(shù)字PID控制、雙環(huán)控制、無差拍控制和重復(fù)控制等[2]。模擬控制發(fā)展相對(duì)成熟，設(shè)計(jì)過程容易，但存在設(shè)計(jì)周期長(zhǎng)、調(diào)試復(fù)雜、自我監(jiān)控能力差等缺點(diǎn)[2]。數(shù)字PID控制是目前應(yīng)用最廣泛的一種控制方式，其控制算法相對(duì)簡(jiǎn)單，參數(shù)易于整定，系統(tǒng)適應(yīng)力強(qiáng)，但存在時(shí)間滯后性，穩(wěn)定性不高[2]。雙環(huán)控制不要求開關(guān)頻率，當(dāng)開關(guān)頻率低時(shí)，電流的動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢，會(huì)影響系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)效果。無差拍控制具有較好的動(dòng)、靜態(tài)特性，但存在直流電壓利用率低的問題[2]。以內(nèi)膜原理為基礎(chǔ)提出的重復(fù)控制，使系統(tǒng)可以具有良好的靜態(tài)性能，消除周期性干擾產(chǎn)生的穩(wěn)態(tài)誤差，但由于存在延遲因子，在實(shí)際應(yīng)用過程中無法單獨(dú)使用。此外，以上控制方式均存在積分環(huán)節(jié)，實(shí)際誤差信號(hào)與基準(zhǔn)誤差信號(hào)會(huì)產(chǎn)生一個(gè)相位差，當(dāng)使用的控制方式屬于單極性控制范疇時(shí)，換向點(diǎn)的占空比突變及實(shí)際誤差信號(hào)和基準(zhǔn)電壓信號(hào)的相位差均會(huì)帶來輸出電壓過零點(diǎn)振蕩問題，嚴(yán)重影響輸出電壓質(zhì)量。

文獻(xiàn)[3]通過改變硬件電路，提出在切換點(diǎn)處使電流環(huán)在100 μs時(shí)間段內(nèi)由積分環(huán)節(jié)變?yōu)楸壤h(huán)節(jié)，從而抑制過零點(diǎn)的振蕩。但是，該方法對(duì)于控制頻率較高的逆變器，內(nèi)部閉環(huán)系統(tǒng)難以做到準(zhǔn)確無誤，且不能從根本上解決過零點(diǎn)振蕩問題。因此，通過分析過零點(diǎn)振蕩的原因提出解決措施，并提出了一種改進(jìn)型逆變器控制策略，很好地解決了單極性控制時(shí)輸出電壓過零點(diǎn)振蕩的問題。

1 主電路拓?fù)?/h2>

單相全橋逆變主電路拓?fù)淙鐖D1所示[4]。圖1中，Udc為逆變器輸入直流母線電壓，idc為逆變器輸入電流[5]。VT1～VT4組成前后兩個(gè)橋臂，為功率開關(guān)管；VD1～VD4為相應(yīng)功率開關(guān)管VT1～VT4的寄生二極管。電感L和電容C組成輸出濾波系統(tǒng)，其中r為濾波電感L等效內(nèi)阻，經(jīng)濾波系統(tǒng)后得到橋臂電壓中的基波分量，其中RL為負(fù)載大小，io為輸出電流。

圖1 單相全橋逆變主電路拓?fù)?/p>

2 控制策略

2.1 控制策略介紹

傳統(tǒng)逆變器的控制方式按調(diào)制波正弦信號(hào)在正半周期或者負(fù)半周期內(nèi)極性的個(gè)數(shù)，分為單極性調(diào)制和雙極性調(diào)制兩種調(diào)制方式。若調(diào)制波正弦波在正半周期或者負(fù)半周期只有單一極性，所得的SPWM波形在半個(gè)周期中也只在單極性范圍內(nèi)變化，稱為單極性SPWM控制方式。若載波三角波始終有正有負(fù)，所得SPWM波形在半個(gè)周期中有正有負(fù)，則稱為雙極性SPWM控制方式。雙極性控制方式較單極性方式不存在過零點(diǎn)換向問題，輸出電壓過零點(diǎn)無振蕩現(xiàn)象，諧波含量小。當(dāng)這兩種調(diào)制方式運(yùn)用到非隔離型并網(wǎng)逆變器中時(shí)，存在于直流母線和大地之間的寄生電容由于開關(guān)管高頻的開關(guān)動(dòng)作引起寄生電容兩端的共模電壓發(fā)生改變，因此會(huì)產(chǎn)生共模漏電流，帶來嚴(yán)重的電磁干擾。當(dāng)采用雙極性調(diào)制時(shí)，整個(gè)開關(guān)周期內(nèi)寄生電容兩端產(chǎn)生的共模電壓均為母線電壓的一半，因此幾乎不產(chǎn)生共模漏電流。而單極性調(diào)制時(shí)，整個(gè)開關(guān)周期內(nèi)寄生電容兩端的共模電壓在母線電壓的一半和零之間發(fā)生改變，因此會(huì)產(chǎn)生共模漏電流，所以雙極性調(diào)制方式較單極性調(diào)制電磁干擾小。但是，在整個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，雙極性調(diào)制方式的開關(guān)損耗是單極性調(diào)制的2倍。在相同功率等級(jí)下，單極性調(diào)制方式較雙極性調(diào)制效率高3～4個(gè)百分點(diǎn)。在中小功率等級(jí)下，這個(gè)數(shù)值可能更高。出于效率、功率密度及散熱等方面的考慮，目前較常用的調(diào)制方式為單極性控制。由于單極性控制需要在過零點(diǎn)處換向，會(huì)使得輸出電壓在過零點(diǎn)處有振蕩現(xiàn)象，故單相全橋逆變單極性SPWM控制方式過零點(diǎn)振蕩的現(xiàn)象成為目前急需解決的問題。

2.2 過零點(diǎn)振蕩分析

當(dāng)單相全橋逆變電路采用單極性調(diào)制時(shí)，有兩種產(chǎn)生SPWM脈沖的方式，分別為單極性單邊SPWM控制方式和單極性雙邊SPWM控制方式。為分析方便，選擇單極性單邊SPWM控制分析過零點(diǎn)振蕩產(chǎn)生的原因及抑制振蕩的措施。這個(gè)分析結(jié)果也同樣適用于單極性雙邊SPWM控制。

單邊SPWM控制方式在過零點(diǎn)處的示意圖如圖2所示[5]。圖2中，E1為理論上和基準(zhǔn)電壓波形同相位的誤差信號(hào)。由于做負(fù)反饋的閉環(huán)設(shè)計(jì)時(shí)存在積分環(huán)節(jié)，根據(jù)負(fù)載的性質(zhì)及輕重，實(shí)際的誤差輸出信號(hào)E2與基準(zhǔn)電壓信號(hào)之間會(huì)產(chǎn)生一個(gè)相位差。如圖1所示，VT1和VT2組成高頻臂，SPWM高頻調(diào)制；VT3和VT4組成低頻臂，按正弦信號(hào)正負(fù)半周變化。這種調(diào)制方式稱為前快后慢控制方式。圖2中，SPWM1是理論上高頻臂VT1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，SPWM2則是實(shí)際的VT1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

（1）在t0→t1時(shí)刻，由圖2中的SPWM1可知，低頻臂VT4驅(qū)動(dòng)信號(hào)為1，相應(yīng)VT3驅(qū)動(dòng)信號(hào)為0，高頻臂VT1驅(qū)動(dòng)信號(hào)占空比逐漸減?。煌?，互補(bǔ)脈沖VT2驅(qū)動(dòng)信號(hào)占空比逐漸增大。

（2）在t1時(shí)刻，VT4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)由1變?yōu)?，相應(yīng)VT3驅(qū)動(dòng)信號(hào)由0變?yōu)?。在低頻臂切換的同時(shí)[5]，由E1產(chǎn)生的SPWM1在t1時(shí)刻由最小占空比的脈沖馬上變?yōu)榻咏?00%的SPWM，然后逐漸變小[5]。VT2和VT1為互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)，所以VT2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)在t1時(shí)刻由接近100%占空比的SPWM馬上變?yōu)樽钚≌伎毡萐PWM，然后逐漸變大。

圖2 單邊SPWM控制在過零點(diǎn)附近的SPWM脈沖示意圖

（3）在t1→t2時(shí)刻，實(shí)際的輸出誤差信號(hào)E2與E1相差一個(gè)相位，由圖2中的SPWM2可以看出，t1時(shí)刻之后，SPWM2馬上為0。由于高頻臂下管VT2和VT1互補(bǔ)[5]，VT2馬上以一個(gè)較大占空比導(dǎo)通，然后慢慢變小，相應(yīng)SPWM2占空比慢慢變大[5]。

由以上分析可知，無論是理論的誤差信號(hào)E1還是實(shí)際誤差信號(hào)E2，在低頻臂換向的時(shí)刻均存在SPWM占空比突變的現(xiàn)象，而SPWM的突變必然引起輸出正弦信號(hào)在過零點(diǎn)振蕩。對(duì)于輸出電壓過零點(diǎn)的振蕩，有以下3個(gè)解決方案：

（1）在低頻臂換向時(shí)刻，把輸出誤差信號(hào)人為放電，使其為0[6]；

（2）人為把低頻臂信號(hào)超前或者滯后一定相位；

（3）改變調(diào)制方式，使換向時(shí)刻SPWM占空比不突變。

第一種解決方案只能減弱輸出電壓在過零點(diǎn)處的振蕩，并不能從根本上解決振蕩的問題。第二種解決方案由于低頻臂信號(hào)的相位受負(fù)載輕重的影響，實(shí)際上難以做到準(zhǔn)確無誤。第三種解決方案為提出的一種新的控制策略，即提出半周期工頻半周期高頻調(diào)制。這種控制策略在過零點(diǎn)處無占空比突變現(xiàn)象，可以很好地解決過零點(diǎn)處的振蕩問題。

2.3 半周期工頻半周期高頻調(diào)制方式

采用前快后慢的單極性調(diào)制方式存在兩種占空比突變的形式。第一種是占空比由最窄突變到最寬，第二種是由最寬突變到最窄。新提出改進(jìn)型逆變器控制策略的脈沖時(shí)序圖，如圖3所示。

對(duì)于第一種占空比突變的形式，使占空比由半周期的低電平變化到最窄占空比；對(duì)于第二種占空比突變的形式，使占空比由半周期的高電平變化到最寬占空比。這樣能有效抑制占空比突變問題，具體如圖4所示。

圖3 半周期工頻半周期高頻控制方式脈沖時(shí)序圖

圖4 過零點(diǎn)處SPWM占空比變化對(duì)比

在每一個(gè)正弦周期內(nèi)，每個(gè)開關(guān)管均有一半工作在工頻狀態(tài)，另一半工作在高頻SPWM調(diào)制狀態(tài)，仍然為單極性調(diào)制，既能保證效率又能很好地解決過零點(diǎn)處振蕩問題[8]。改進(jìn)型控制方式的工作時(shí)序分為正半周期和負(fù)半周期兩種情況進(jìn)行介紹，其中改進(jìn)型調(diào)制方式開關(guān)周期如表1所示。

表1 改進(jìn)型調(diào)制方式開關(guān)周期表

由表1可知，在正半周時(shí)期，VT1始終導(dǎo)通，VT2一直處于關(guān)閉狀態(tài)，VT3和VT4高頻SPWM調(diào)制，且VT3和VT4互補(bǔ)。一個(gè)周期內(nèi)，具體工作過程可以分為3個(gè)階段。為方便介紹，分為0→t1→t2→t3，瞬態(tài)分析如下。

0→t1階段：VT1和VT4導(dǎo)通，VT2和VT3關(guān)斷，逆變橋臂輸出電壓[7]+Udc；

t1→t2階段：這個(gè)階段為死區(qū)時(shí)間，只有VT1導(dǎo)通，其余開關(guān)管均關(guān)斷，電感電流經(jīng)過VD3續(xù)流，逆變橋臂輸出電壓為0。

t2→t3階段：VT1和VT3導(dǎo)通，其余開關(guān)管均關(guān)斷，電感電流經(jīng)過VD3續(xù)流，逆變橋臂輸出電壓為0。

工作等效電路圖和脈沖時(shí)序圖如圖5所示。

圖5 改進(jìn)型控制方式正半周等效電路圖和脈沖時(shí)序圖

在負(fù)半周時(shí)期，VT3始終導(dǎo)通，VT4一直處于關(guān)閉狀態(tài)，VT1和VT2高頻SPWM調(diào)制，且VT1和VT2互補(bǔ)。一個(gè)周期內(nèi)，具體工作過程同樣分為3個(gè)階段。為方便介紹，分為t4→t5→t6→t7，瞬態(tài)分析如下：

t4→t5階段：VT2和VT3導(dǎo)通，VT1和VT4關(guān)斷，逆變橋臂輸出電壓[7]-Udc；

t5→t6階段：這個(gè)階段為死區(qū)時(shí)間，只有VT3導(dǎo)通，其余開關(guān)管均關(guān)斷，電感電流經(jīng)過VD1續(xù)流，逆變橋臂輸出電壓為0。

t6→t7階段：VT1和VT3導(dǎo)通，其余開關(guān)管均關(guān)斷，電感電流經(jīng)過VD1續(xù)流，逆變橋臂輸出電壓為0。

工作等效電路圖和脈沖時(shí)序圖如圖6所示。

圖6 改進(jìn)型控制方式負(fù)半周等效電路圖和脈沖時(shí)序圖

可以取S作為開關(guān)變量：

（1）當(dāng)VT1和VT4導(dǎo)通、VT2和VT3關(guān)斷時(shí)，S=1；

（2）當(dāng)VT1導(dǎo)通、VD3續(xù)流時(shí)，S=0；

（3）當(dāng)VT2和VT3導(dǎo)通、VT1和VT4關(guān)斷時(shí)，S=-1；

（4）當(dāng)VT3導(dǎo)通、VD1續(xù)流時(shí)，S=0。

可以得到開關(guān)函數(shù)S的表達(dá)式為：

則逆變橋的輸出電壓可表示為：

3 仿真研究

為了更好地驗(yàn)證所提出改進(jìn)型單相全橋逆變電源控制方式的可行性，通過Matlab平臺(tái)搭建單相全橋逆變電源的仿真模型進(jìn)行仿真研究，如圖7所示。仿真參數(shù)設(shè)置如下：直流母線額定電壓Udc=400 V，逆變器的輸出電壓u0=220 VAC，f=50 Hz，額定功率P0=2 kW，功率開關(guān)管選擇均采用絕緣柵雙極型晶體管[9]（IGBT），開關(guān)頻率為fs=20 kHz。

圖7 單相全橋逆變電源仿真模型

按照以上電路搭建好模型后，設(shè)置仿真參數(shù)，得到如圖8所示的逆變輸出電壓波形，并測(cè)出前快后慢與改進(jìn)型控制策略的THD值，如圖9所示。

圖8 改進(jìn)型控制方式仿真輸出電壓波形圖

由圖8可知，輸出電壓波形為50 Hz的正弦波幅值為311 V。由圖9可知，改進(jìn)型控制方式較前快后慢控制方式明顯具有更小的THD值，說明輸出電壓過零點(diǎn)振蕩現(xiàn)象得到有效抑制，驗(yàn)證了所提出改進(jìn)型控制方式的可行性。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了測(cè)試所提出改進(jìn)型逆變器控制策略的可行性，搭建基于H4結(jié)構(gòu)逆變器的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行測(cè)試。4個(gè)開關(guān)器件均采用絕緣柵雙極型晶體管，型號(hào)為I kW 75N60T?？刂菩酒捎肈SP（TMS320F28035）控制，直流輸入額定電Udc=380 V，開關(guān)頻率fs=20 kHz，輸出電壓u0=220 VAC，濾波電感L=1.5 mH，C=4 μF，額定功率P0=2 kW，閉環(huán)控制。

按圖1的脈沖時(shí)序圖設(shè)置VT1～VT4的脈沖信號(hào)，具體脈沖信號(hào)如圖10所示。

根據(jù)圖10的脈沖信號(hào)，在額定負(fù)載2 kW功率等級(jí)下，給定直流母線輸入電壓Udc=380 V，得到前快后慢和改進(jìn)型逆變器控制方式的輸出電壓波形，如圖11所示。

圖9 輸出電壓THD值

圖10 改進(jìn)型控制方式驅(qū)動(dòng)脈沖波形

圖11 輸出電壓波形圖

由圖11可知，提出的改進(jìn)型逆變器控制策略可以實(shí)現(xiàn)DC/AC逆變過程，且較前快后慢單極性控制方式在換向處無占空比突變，因此輸出電壓在過零點(diǎn)無振蕩現(xiàn)象，諧波含量少，THD值低，驗(yàn)證了所提的改進(jìn)型逆變器控制策略的正確性，同時(shí)也與仿真結(jié)果一致。

5 結(jié) 論

雙極性逆變器調(diào)制方式較單極性無換向過程，輸出電壓無過零點(diǎn)振蕩，且電磁干擾較單極性小，但開關(guān)損耗大，因此效率偏低，需要增加散熱。單極性逆變控制方式較雙極性有更高的效率，但由于換向過程，輸出電壓過零點(diǎn)存在振蕩現(xiàn)象。理論分析表明，換向處占空比突變?cè)斐蛇^零點(diǎn)振蕩。改進(jìn)型逆變器控制策略在換向處無占空比突變，可以有效解決輸出電壓過零點(diǎn)振蕩的問題，并通過仿真和實(shí)驗(yàn)證明了所提的改進(jìn)型逆變器控制策略的有效性。