陳平飛 劉勝永 王曹陽(yáng) 王琦 鄭致飛

摘要：PWM整流器以其單位功率因數(shù)運(yùn)行、網(wǎng)側(cè)電流諧波少等優(yōu)點(diǎn)被廣泛運(yùn)用于交直流混合電網(wǎng)中。針對(duì)PWM整流器強(qiáng)耦合，非線性的特點(diǎn)，提出了一種基于交流電網(wǎng)電流前饋解耦的雙閉環(huán)控制策略，并對(duì)電壓外環(huán)控制器與電流內(nèi)環(huán)控制器進(jìn)行詳細(xì)的分析和設(shè)計(jì)。理論分析表明：該方法能夠很好地進(jìn)行dq坐標(biāo)軸電流分量解耦;仿真驗(yàn)證了該方法在交直流混合電網(wǎng)并網(wǎng)時(shí)，根據(jù)直流電網(wǎng)狀態(tài)實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)整流/逆變運(yùn)行：并網(wǎng)逆變時(shí)，PWM整流器單位功率因數(shù)運(yùn)行;并網(wǎng)整流時(shí)，直流側(cè)電壓穩(wěn)定輸出，基奉無(wú)超調(diào)，負(fù)載波動(dòng)時(shí)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)迅速。

關(guān)鍵詞：PWM整流器;電流前饋;交直流混合電網(wǎng);解耦控制;并網(wǎng)運(yùn)行

中圖分類號(hào)：TM762;TM461DOI：10.16375/j.cnki.cn45-1395/t.2020.01.004

0引言

隨著能源問(wèn)題的日益加劇，可再生能源的開(kāi)發(fā)和利用成為各個(gè)國(guó)家研究的重點(diǎn)。交直流混合電網(wǎng)作為新能源發(fā)電的載體備受人們關(guān)注。而交直流混合電網(wǎng)中的雙向電力電子變換器是整個(gè)能量的傳遞和控制核心，成為當(dāng)下研究的熱點(diǎn)。PWM整流器以其單位功率因數(shù)運(yùn)行、網(wǎng)側(cè)電流正弦化、能量雙向流動(dòng)、直流側(cè)電壓穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)成為了交直流混合電網(wǎng)雙向變換器的首選，在實(shí)際工程中獲得廣泛的研究和應(yīng)用。

文獻(xiàn)[3-4]指出：交直流混合電網(wǎng)中，PWM整流器的強(qiáng)耦合和非線性的特性導(dǎo)致控制器設(shè)計(jì)較為困難，入網(wǎng)電流諧波畸變較大。針對(duì)這些問(wèn)題，文獻(xiàn)[5]提出在交直流混合微電網(wǎng)并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，以蓄電池的平抑作用使直流側(cè)光伏發(fā)電以恒定的功率通過(guò)交流側(cè)并入大電網(wǎng)，該方法雖然保證了恒定功率并入電網(wǎng)，減少入網(wǎng)電流諧波畸變，但是對(duì)系統(tǒng)模型要求較高，需要精確的蓄電池模型參數(shù)，理論計(jì)算較為復(fù)雜，實(shí)際工程應(yīng)用中波動(dòng)較大。文獻(xiàn)[6]建立了一種復(fù)合不確定性的交直流混合微電網(wǎng)運(yùn)行優(yōu)化模型，運(yùn)用蒙特卡洛方法對(duì)系統(tǒng)的評(píng)價(jià)指標(biāo)模型進(jìn)行分析，然后再進(jìn)行復(fù)合不確定性評(píng)價(jià)來(lái)優(yōu)化電網(wǎng)運(yùn)行。該方法為交直流混合微電網(wǎng)的運(yùn)行優(yōu)化提供參考，提高混合微電網(wǎng)運(yùn)行優(yōu)化對(duì)新能源、負(fù)荷和市場(chǎng)信息波動(dòng)的魯棒性，但是在指標(biāo)評(píng)價(jià)中存在不確定性，權(quán)重分配沒(méi)有統(tǒng)一標(biāo)準(zhǔn)。文獻(xiàn)[7]針對(duì)傳統(tǒng)電壓外環(huán)的非線性特性以及電流內(nèi)環(huán)無(wú)法實(shí)現(xiàn)完全解耦，導(dǎo)致直流電壓不穩(wěn)定，交流電流品質(zhì)因數(shù)不高的問(wèn)題，提出了從控制電流出發(fā)建立基于dq坐標(biāo)系的雙環(huán)結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定直流電壓，減少電流諧波，但是非線性參數(shù)處理計(jì)算量大，對(duì)于參數(shù)復(fù)雜的系統(tǒng)，難以實(shí)現(xiàn)理想控制效果。文獻(xiàn)[8]針對(duì)傳統(tǒng)PWM整流器非線性的特性難以實(shí)現(xiàn)PI參數(shù)的精確整定的問(wèn)題，提出了基于模糊PI的智能控制器，穩(wěn)定直流側(cè)的輸出電壓，提高了系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能，但是該設(shè)計(jì)方案過(guò)于依賴經(jīng)驗(yàn)，工程上應(yīng)用效果較差。文獻(xiàn)[9]通過(guò)分析儲(chǔ)能變流器在電網(wǎng)中的作用，提出了并網(wǎng)切換孤島過(guò)程補(bǔ)償算法與孤島切換并網(wǎng)過(guò)程預(yù)同步的儲(chǔ)能變流器無(wú)縫切換控制策略。該方法實(shí)現(xiàn)了兩種工作模式間的無(wú)縫切換，變流器輸出電壓電流平滑過(guò)渡，但是整個(gè)過(guò)程中算法較為復(fù)雜，對(duì)核心控制器要求較高，工程應(yīng)用成本過(guò)高。

綜上所述，從理論角度出發(fā)，交直流混合電網(wǎng)的控制較為成熟，但是在實(shí)際工程應(yīng)用中還存在很大限制。本文提出了一種工程上易于實(shí)現(xiàn)的交直流混合電網(wǎng)并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)雙向PWM整流器控制策略：針對(duì)PWM整流器的強(qiáng)耦合問(wèn)題，提出了電網(wǎng)電流前饋解耦和控制思想;以快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力來(lái)設(shè)計(jì)電流內(nèi)環(huán);以良好的抗干擾能力來(lái)設(shè)計(jì)電壓外環(huán)。最后，通過(guò)仿真驗(yàn)證了該方法的有效性和實(shí)用性。

1PWM整流器模型建立

1.1PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

三相電壓型PWM整流器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要包含交流側(cè)電路、橋臂電路和直流側(cè)電路3部分。其交流側(cè)電路主要包含：三相對(duì)稱電源e_k（k=a，b，c），三相對(duì)稱電流i_k（k=a，b，c），交流側(cè)電感L，線路等效電阻R。橋臂電路由6個(gè)功率開(kāi)關(guān)管反并聯(lián)續(xù)流二極管組成三相。直流側(cè)電路主要包含濾波電容C，直流負(fù)載R_L，直流側(cè)電壓U_dc負(fù)載電流i_L其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。

1.2PWM整流器數(shù)學(xué)模型

在建立三相靜止坐標(biāo)下PWM整流器數(shù)學(xué)模型之前，首先定義開(kāi)關(guān)函數(shù)S_k：

本文只討論對(duì)稱的三相電源，并且線路等效電阻與等效電感也為對(duì)稱的。由KVL在靜止坐標(biāo)系下建立三相電壓型PWM整流器的數(shù)學(xué)模型，得到如式（2）所示的電壓方程，其中u_NO表示N、O兩點(diǎn)之間的電壓。

由三相電源的對(duì)稱性可以得到三相電壓與三相電流的關(guān)系如式（3）所示。聯(lián)立式（2）、式（3）可以得到：

以上數(shù)學(xué)模型是建立在三相靜止坐標(biāo)系下的，該數(shù)學(xué)模型的控制器設(shè)計(jì)較為復(fù)雜。為了簡(jiǎn)化控制器設(shè)計(jì)，需要建立三相電壓型PWM整流器在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，其dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為：

2控制策略

2.1交流側(cè)電流前饋解耦控制

三相PWM整流器是一個(gè)非線性系統(tǒng)，參數(shù)之間相互耦合，這就導(dǎo)致了經(jīng)過(guò)dq變換后得到的控制變量i_d和i_q存在耦合，無(wú)法實(shí)現(xiàn)單獨(dú)精確的控制，控制器設(shè)計(jì)困難。其耦合關(guān)系式如式（6）所示。

式中，e_d——d軸電動(dòng)勢(shì)分量;e_q——q軸電動(dòng)勢(shì)分量。

由式（6）很明顯地看出，dq坐標(biāo)軸的電流分量出現(xiàn)耦合，無(wú)法實(shí)現(xiàn)獨(dú)立控制。要實(shí)現(xiàn)精確控制，必須進(jìn)行解耦處理。本文采取電網(wǎng)電流前饋的方式進(jìn)行dq軸分量解耦，將PI控制器設(shè)計(jì)思想應(yīng)用于電流控制器中，通過(guò)控制dq坐標(biāo)軸分量的大小來(lái)間接地控制輸入端的P、Q分量，其解耦公式為：

聯(lián)立式（6）和式（7）對(duì)耦合量進(jìn)行解耦和處理，得到處理后的拉普拉斯變換狀態(tài)方程：

由式（8）可清晰地看出，i_d和i_q不再耦合，d軸和q軸分量之間不再相互影響，簡(jiǎn)化了控制器的設(shè)計(jì)。

2.2電流內(nèi)環(huán)控制器設(shè)計(jì)

內(nèi)環(huán)主要作用是對(duì)電壓外環(huán)的輸出進(jìn)行快速穩(wěn)定地跟蹤，并對(duì)電壓外環(huán)輸出的指令電流進(jìn)行有效控制。典型I型系統(tǒng)的優(yōu)勢(shì)在于快速響應(yīng)的能力，考慮到跟蹤控制的快速性，本文采用典型I型系統(tǒng)進(jìn)行電流內(nèi)環(huán)控制系統(tǒng)的整定。在忽略電源擾動(dòng)的情況下，可以得到電流內(nèi)環(huán)等效結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示。由圖3的框圖，可以進(jìn)一步得到簡(jiǎn)化后的傳遞函數(shù)，k-表示增益系數(shù)，T為仿真周期。

2.3電壓外環(huán)控制器設(shè)計(jì)

電壓外環(huán)的主要作用是保證直流側(cè)輸出電壓穩(wěn)定，減少電壓的波動(dòng)。所以，電壓外環(huán)設(shè)計(jì)中要著重考慮穩(wěn)定性和抗干擾能力。典型Ⅱ型系統(tǒng)設(shè)計(jì)保證了控制器良好的抗干擾性能。故采用典型Ⅱ型系統(tǒng)對(duì)電壓外環(huán)進(jìn)行PI參數(shù)的整定。電壓外環(huán)等效結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。

進(jìn)一步簡(jiǎn)化后得到的傳遞函數(shù)：

T_ev為電壓采樣小慣性時(shí)間常數(shù)τ_v與電流內(nèi)環(huán)等效小時(shí)間常數(shù)3t.的合并，即T_ev=T_v+3T_s。令d_v=T_v/T_ev，d_v為中頻寬，選取中頻寬d_v=5，進(jìn)一步化簡(jiǎn)得到電壓外環(huán)的PI參數(shù)：

2.4控制系統(tǒng)框圖

對(duì)交直流混合電網(wǎng)并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)雙向PWM整流器的控制采用雙閉環(huán)PI控制器，采用的解耦方式為電網(wǎng)電流前饋解耦。網(wǎng)側(cè)電流經(jīng)過(guò)坐標(biāo)變換后作為實(shí)際值與期望電流進(jìn)行比較，經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)得到實(shí)際電壓值與期望電壓值進(jìn)行比較。經(jīng)過(guò)SVPWM調(diào)制模塊后得到開(kāi)關(guān)管地控制信號(hào)，用以控制IGBT的通斷，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)交直流混合電網(wǎng)并網(wǎng)時(shí)整流和逆變，其具體控制系統(tǒng)框圖如圖5所示。

3仿真分析

綜上分析，論文采用搭建功率為10kw的變流器在交直流混合電網(wǎng)系統(tǒng)等效模型來(lái)驗(yàn)證其功能。其中交流子網(wǎng)：電壓有效值為220v，電網(wǎng)頻率為50Hz，直流側(cè)負(fù)載電阻。直流子網(wǎng)：直流電源設(shè)置成可調(diào)電源用來(lái)模擬直流側(cè)電壓波動(dòng)，直流側(cè)額定電壓為680v交直流混合電網(wǎng)并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)的具體參數(shù)配置如表1所示。

3.1并網(wǎng)整流

當(dāng)直流側(cè)實(shí)際電壓小于期望電壓，即：U_dcref時(shí)，直流側(cè)出現(xiàn)功率缺額，需要并網(wǎng)整流，實(shí)現(xiàn)交流側(cè)電網(wǎng)對(duì)直流電網(wǎng)的率補(bǔ)償。仿真設(shè)置時(shí)，直流電源電壓為650v，期望電壓為680v，仿真結(jié)果如圖6、圖7所示。

3.1.1并網(wǎng)整流

直流側(cè)輸出的實(shí)際電壓小于參考電壓時(shí)，需要交流電網(wǎng)對(duì)直流電網(wǎng)進(jìn)行功率補(bǔ)償。能量由交流電網(wǎng)傳輸?shù)街绷麟娋W(wǎng)，直流側(cè)電壓由實(shí)際值上升到期望值，在電壓上升過(guò)程中無(wú)較大波動(dòng)和超調(diào)量。

3.1.2負(fù)載突變情況下并網(wǎng)整流

仿真過(guò)程中，在0.05s時(shí)突然加入負(fù)載，在0.1s時(shí)突然減去負(fù)載。負(fù)載波動(dòng)時(shí)，保證系統(tǒng)能快速響應(yīng)，電壓穩(wěn)定輸出，盡可能減少超調(diào)量。其動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形圖如圖7所示。

由圖6、圖7可以看出，并網(wǎng)整流時(shí)，電壓電流相位相同，無(wú)功功率為0，有功功率為正，交流側(cè)向直流側(cè)做功率補(bǔ)償。負(fù)載出現(xiàn)波動(dòng)時(shí)，0.01s后系統(tǒng)達(dá)到新的平衡，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)迅速，基本無(wú)超調(diào)。直流側(cè)輸出電壓從650v開(kāi)始上升，最后穩(wěn)定在680v，直流側(cè)電壓穩(wěn)定輸出。

3.2并網(wǎng)逆變

當(dāng)直流側(cè)實(shí)際電壓大于額定電壓，即：U_dc>U_ref此時(shí)，說(shuō)明直流側(cè)功率盈余，需要并網(wǎng)逆變，實(shí)現(xiàn)直流側(cè)電網(wǎng)向交流側(cè)電網(wǎng)進(jìn)行功率回饋。設(shè)置直流電源電壓為710v，期望電壓為680v，仿真結(jié)果如圖8、圖9所示。

3.2.1并網(wǎng)逆變

直流側(cè)實(shí)際電壓大于期望電壓時(shí)，直流側(cè)出現(xiàn)功率盈余，此時(shí)需要向交流電網(wǎng)能量回饋。在并網(wǎng)逆變過(guò)程中電流與電壓反向，電壓由實(shí)際值下降到期望值，電壓下降過(guò)程中無(wú)較大波動(dòng)。

由圖8、圖9可以看出，并網(wǎng)逆變時(shí)，電壓電流相位相反，無(wú)功功率為0，有功功率為負(fù)，直流側(cè)在向交流側(cè)做功率回饋，實(shí)現(xiàn)能量由直流電網(wǎng)回饋到交流電網(wǎng)中。直流電壓由710V開(kāi)始迅速下降，最后穩(wěn)定在期望電壓680v左右。直流側(cè)輸出電壓穩(wěn)定，基本上無(wú)超調(diào)。動(dòng)態(tài)響應(yīng)迅速，負(fù)載變動(dòng)時(shí)，功率和電壓都出現(xiàn)了波動(dòng)，0.01s后，系統(tǒng)重新達(dá)到平衡，動(dòng)態(tài)響應(yīng)迅速，負(fù)載切除后能夠迅速恢復(fù)到原來(lái)的運(yùn)行狀態(tài)穩(wěn)定運(yùn)行。

4結(jié)論

本文通過(guò)交流側(cè)電網(wǎng)電流前饋的方法進(jìn)行三相PWM整流器的解耦和處理，在雙閉環(huán)設(shè)計(jì)時(shí)以解決更快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力來(lái)設(shè)計(jì)電流內(nèi)環(huán)，以較好的抗干擾能力要求來(lái)設(shè)計(jì)電壓外環(huán)。最后在Matlab/Simulink仿真系統(tǒng)中搭建功率等級(jí)為10kw的交直流混合電網(wǎng)并網(wǎng)運(yùn)行的仿真模型。仿真結(jié)果表明交直流混合電網(wǎng)根據(jù)直流電網(wǎng)側(cè)的電壓情況進(jìn)行整流/逆變，實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)，直流側(cè)輸出電壓基本上無(wú)超調(diào)，穩(wěn)態(tài)性能好。負(fù)載波動(dòng)時(shí)能快速響應(yīng)，動(dòng)態(tài)性能好，且整個(gè)系統(tǒng)設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，易于工程上實(shí)現(xiàn)。