楊波，許海鷹，桑興華

(中國航空制造技術(shù)研究院，北京 100024)

0 前言

電子束高速掃描是實(shí)現(xiàn)背散射電子成像、電子束圖像掃描、電子束多束焊等技術(shù)的基本要求?？刂齐娮邮咚賿呙柙陔娮邮霾闹圃?、電子束物理氣相沉積(EBPVD)等領(lǐng)域也有重要作用[1-2]。目前國外在電子束高速掃描的研究領(lǐng)域上較國內(nèi)領(lǐng)先，且已達(dá)到工程化應(yīng)用。以德國SST公司所研制的電子束高速掃描裝置為例，該裝置工作頻率可達(dá)100 kHz，最大輸出電流±8 A，直流供電電壓160 V[3]。相比國內(nèi)成熟的電子束焊機(jī)上所配備的掃描系統(tǒng)，其頻率基本在10 kHz以內(nèi)，驅(qū)動(dòng)電流大多小于2 A。因此，研究電子束高速掃描技術(shù)，研制一套控制電子束高速掃描的裝置在打破國外技術(shù)壟斷，實(shí)現(xiàn)高端設(shè)備國產(chǎn)化上具有重要現(xiàn)實(shí)意義。電子束高速掃描裝置包括信號(hào)發(fā)生器、高速驅(qū)動(dòng)器及偏轉(zhuǎn)掃描線圈，其中高速驅(qū)動(dòng)器是核心部件，是影響電子束掃描性能優(yōu)劣的關(guān)鍵因素。由于電子是在磁場中受到洛倫茲力的作用發(fā)生偏轉(zhuǎn)，在洛倫茲力公式中，電子電荷量及電子速度均為定量，從而改變磁感應(yīng)強(qiáng)度成為改變電子所受洛倫茲力大小的唯一方式。為實(shí)現(xiàn)電子高速偏轉(zhuǎn)掃描，必須要實(shí)現(xiàn)掃描線圈中的磁感應(yīng)強(qiáng)度高速變化。由于掃描線圈等效為電感器，實(shí)現(xiàn)其磁感應(yīng)強(qiáng)度快速變化亦即需要實(shí)現(xiàn)電感電流快速變化。因此，要求驅(qū)動(dòng)器能夠處理來自波形發(fā)生器的高速變化的電流給定信號(hào)，同時(shí)需要驅(qū)動(dòng)器主回路中電流能夠高速跟隨給定信號(hào)，實(shí)現(xiàn)高速變化的電流閉環(huán)調(diào)節(jié)。

文中將根據(jù)通用型運(yùn)放的工作特點(diǎn)、功率晶體管的工作狀態(tài)及負(fù)載特性，分別設(shè)計(jì)高速跟隨的輸入級(jí)電路、高速動(dòng)態(tài)電流閉環(huán)電路及輸出電流能高速響應(yīng)輸入信號(hào)的主回路電路，并通過Cadence進(jìn)行電路仿真，優(yōu)化電路參數(shù)，最終實(shí)現(xiàn)電路在100 kHz下輸出±2 A驅(qū)動(dòng)電流。

1 高速驅(qū)動(dòng)器電路設(shè)計(jì)

1.1 高速響應(yīng)輸入級(jí)電路設(shè)計(jì)

高速驅(qū)動(dòng)器的輸入波形信號(hào)來自波形發(fā)生器。通常該信號(hào)不會(huì)直接用作閉環(huán)調(diào)節(jié)，一般先經(jīng)過由運(yùn)算放大器及電阻電容構(gòu)成的差分運(yùn)算放大電路進(jìn)行阻抗變換、干擾信號(hào)處理后，輸入下一級(jí)電路中。而采用運(yùn)算放大器處理高速信號(hào)，尤其為高幅值階躍信號(hào)時(shí)，電路性能顯著受到運(yùn)放的轉(zhuǎn)換速率SR制約。在運(yùn)放的SR較低時(shí)，其輸出電壓無法快速通過負(fù)反饋電路匹配輸入信號(hào)，使得輸出波形失真。采用高速運(yùn)放，可以有效提高電路的高頻特性。而對(duì)于常規(guī)運(yùn)放，由于SR的限制，輸出電壓無法快速改變。因此，文中通過降壓的方式，降低運(yùn)放輸出電壓值，亦即降低運(yùn)放增益的方式減小轉(zhuǎn)換時(shí)間。輸入級(jí)電路如圖1所示。

圖1 輸入級(jí)電路

電路由TL082及電阻電容組成，此處Vin電壓最大幅值為±10 V，經(jīng)低寄生參數(shù)電阻R1，R2組成的分壓電路衰減成±1 V電壓信號(hào)，通過R4，R3與TL082形成1∶1負(fù)反饋電路，TL082輸出電壓最大幅值為±1 V。TL082的SR為16 V/μs，-1～1 V的理論增長時(shí)間為125 ns[4]。

由于電路輸入端接收高速突變信號(hào)時(shí)，在信號(hào)的突變沿處，電路輸出波形將出現(xiàn)超調(diào)現(xiàn)象。為有效減小這部分超調(diào)產(chǎn)生的波形失真，在電路中加入補(bǔ)償電容C1，圖1所示。U1的7腳通過給C1充電，調(diào)整其電壓上升速度，使7腳匹配6腳電壓的動(dòng)態(tài)變化速率，改善輸出波形。將C1取值為10 pF，其與R3的時(shí)間常數(shù)為100 ns，此參數(shù)對(duì)電路的上升時(shí)間影響不大。

電路輸入端Vin信號(hào)先通過R1，R2電阻分壓后進(jìn)行1∶1反向比例運(yùn)算，而非直接通過10∶1反向比例運(yùn)算，原因?yàn)槿舨捎?0∶1反向比例運(yùn)算電路，在輸入信號(hào)為方波信號(hào)，且發(fā)生電壓階躍時(shí)，輸入信號(hào)將通過反饋電阻施加到運(yùn)放輸出端，使得運(yùn)放輸出電壓出現(xiàn)尖峰，具體過程將在后續(xù)章節(jié)的測試波形中進(jìn)行分析說明。

1.2 高速任意波形閉環(huán)調(diào)節(jié)電路設(shè)計(jì)

由于驅(qū)動(dòng)器工作于高頻動(dòng)態(tài)過程中，電路的輸入輸出信號(hào)均為高速任意波形。在如此快的響應(yīng)速度下，常規(guī)PI調(diào)節(jié)方式基本無法正常工作，采用PI調(diào)節(jié)將使電路產(chǎn)生嚴(yán)重振蕩現(xiàn)象，輸出波形大幅失真。為有效解決上述問題，實(shí)現(xiàn)驅(qū)動(dòng)器輸出電流波形可靠跟隨輸入信號(hào)，設(shè)計(jì)電路如圖2所示。

此閉環(huán)調(diào)節(jié)電路由運(yùn)算放大器TL082，推挽三極管BC327，BC337，以及二極管、電阻、電容組成。其中，給定信號(hào)Ig來自輸入級(jí)電路的輸出，Drive_H，Drive_L與主回路中功率晶體管基極相連。閉環(huán)調(diào)節(jié)電路、功率晶體管、負(fù)載電流采樣電阻三者構(gòu)成射極跟隨器，實(shí)現(xiàn)電流采樣電阻端電壓強(qiáng)制跟隨于閉環(huán)調(diào)節(jié)電路的輸出值，從而達(dá)到負(fù)載電流高速可控調(diào)節(jié)的目的。

圖2 閉環(huán)調(diào)節(jié)電路

閉環(huán)電路主體為1∶1反相比例運(yùn)算電路，由TL082通過R5，R20構(gòu)成，電路的輸出端采用Q1，Q2組成的推挽電路放大運(yùn)放輸出能力，當(dāng)輸入信號(hào)Ig的幅值為±1 V，通過Q1，Q2后輸出為等值反向電壓±1 V。將R5，R20設(shè)為500 Ω，選擇較低的阻值，一方面可減小其與電容C2的時(shí)間常數(shù)，提高電路的響應(yīng)速度，另一方面提高電阻上的功耗，減小噪聲對(duì)有效信號(hào)產(chǎn)生的干擾。R10，R11，D3，D4構(gòu)成補(bǔ)償電路，補(bǔ)償Q1與Q2的BE間壓降，二極管選用1N4148，R10，R11阻值為500 Ω，則電阻上流過的電流約8 mA，滿足對(duì)Q1與Q2的驅(qū)動(dòng)要求。同理，采用D1，D2的二極管導(dǎo)通壓降補(bǔ)償主電路中TIP41C，TIP42C的BE間導(dǎo)通壓降。通過微調(diào)R7與R8的阻值，實(shí)現(xiàn)主電路晶體管TIP41C，TIP42C處于臨界導(dǎo)通狀態(tài)。R6，R9阻值為100 Ω，在±5 V供電電源的左右下，其上流過約43 mA電流值，滿足主回路中功率晶體管的驅(qū)動(dòng)要求。

驅(qū)動(dòng)信號(hào)Drive_H，Drive_L信號(hào)分別通過功率晶體管TIP41C與TIP42C的BE施加至電流采樣電阻R12上，形成射極跟隨器，如圖2所示，實(shí)現(xiàn)采樣電阻電壓始終反向跟隨運(yùn)放輸入電壓Ig。通過調(diào)節(jié)電流采樣電阻端電壓，實(shí)現(xiàn)串聯(lián)在回路中的線圈電流的實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)。同時(shí)，將閉環(huán)電路的輸入輸出信號(hào)幅值均控制在±1V以內(nèi)，有助于TL082響應(yīng)更快的頻率。

1.3 高速驅(qū)動(dòng)器主回路設(shè)計(jì)

主回路供電電壓為±50 V，需求的最大負(fù)載電流為±2 A。由于主回路需滿足高頻狀態(tài)下實(shí)現(xiàn)任意電流波形的輸出，而所驅(qū)動(dòng)的目標(biāo)負(fù)載為對(duì)電流具有阻礙作用的電感線圈，因此主回路功率晶體管必須工作在放大狀態(tài)。為了實(shí)現(xiàn)電感電流能夠有效跟隨輸入信號(hào)，設(shè)計(jì)主回路射極跟隨電路，通過強(qiáng)制主回路電流采樣電阻端電壓實(shí)時(shí)跟隨電流給定信號(hào)，實(shí)現(xiàn)電感電流按要求進(jìn)行高速變化。通過這種方式代替常規(guī)的PI調(diào)節(jié)，輸出電流將不易產(chǎn)生超調(diào)、波形振蕩現(xiàn)象?？紤]到雙極性晶體管在射極跟隨器的設(shè)計(jì)上更靈活，文中采用TIP41C，TIP42C作為電路的功率調(diào)節(jié)器件。設(shè)計(jì)的電路如圖3所示。

圖3 主回路電路

由于電路負(fù)載為掃描線圈，等效為電感器，當(dāng)驅(qū)動(dòng)器輸入信號(hào)帶突變特性(如方波)時(shí)，在正向信號(hào)突變沿，功率晶體管Q3～Q5將快速開通，50 V供電電源快速對(duì)負(fù)載充電；當(dāng)負(fù)載電流達(dá)到目標(biāo)值時(shí)，功率晶體管Q3～Q5內(nèi)阻增大，電路電流繼而維持穩(wěn)定。實(shí)際上，Q3～Q5存在調(diào)節(jié)時(shí)間，此刻負(fù)載在正向電壓的作用下，電流仍將繼續(xù)增大，導(dǎo)致負(fù)載電流超調(diào)，隨后發(fā)生波形振蕩。為減小這部分失真，在主回路中加入電阻R15與R16，與電感負(fù)載形成RL電路，在響應(yīng)階躍信號(hào)時(shí)，負(fù)載電流的增長受到回路中電阻R15，R16的制約產(chǎn)生了一定的上升時(shí)間，通過調(diào)整阻值大小，使上升時(shí)間匹配Q3～Q5的調(diào)節(jié)時(shí)間，從而達(dá)到負(fù)載電流的穩(wěn)定。另一方面，R15，R16的引入可用于分擔(dān)一部分功率晶體管上的電壓，從而減小功率晶體管工作過程中的損耗。受輸出電流最大2 A的制約，R15，R16的阻值不能超過25 Ω，阻值過大將增加電感電流上升時(shí)間，過小則無法產(chǎn)生良好的調(diào)節(jié)效果。經(jīng)綜合考慮，此處阻值選為5 Ω，可計(jì)算得主回路電流從0 A增長至2A的時(shí)間增加47 ns，對(duì)系統(tǒng)的響應(yīng)速度影響較小，同時(shí)也夠匹配功率晶體管的調(diào)節(jié)時(shí)間。

負(fù)載電壓變化是通過功率晶體管的調(diào)節(jié)實(shí)現(xiàn)，進(jìn)而達(dá)到改變負(fù)載電流變化率的目的。在高速變化過程中，功率晶體管BE間結(jié)電容容易與感性負(fù)載形成LC振蕩，影響輸出波形。因此，加入電阻R13，R14，R18，R19，其中R13，R14串聯(lián)在驅(qū)動(dòng)電路中限制振蕩電流幅值，其阻值不宜過大，否則將影響閉環(huán)控制的效果，此處選擇阻值為10 Ω。R18，R19用于衰減振蕩能量，同時(shí)可防止功率晶體管間因干擾信號(hào)產(chǎn)生的誤導(dǎo)通，選值為1 K。R17為負(fù)載提供可靠的放電回路。各參數(shù)的取值將在仿真軟件中進(jìn)一步驗(yàn)證。

2 高速驅(qū)動(dòng)器電路仿真

電路仿真是驗(yàn)證電路功能、優(yōu)化電路參數(shù)、提高電路工作可靠性的有效工具。由于電路中部分器件的非線性特性，在高頻動(dòng)態(tài)下其寄生參數(shù)的作用效果明顯，導(dǎo)致采用常規(guī)方式計(jì)算電路參數(shù)將存在一定偏差。文中通過Cadence仿真軟件對(duì)驅(qū)動(dòng)器電路進(jìn)行仿真分析，驗(yàn)證電路功能并優(yōu)化參數(shù)，進(jìn)而指導(dǎo)實(shí)際驅(qū)動(dòng)器的設(shè)計(jì)工作。

2.1 高速閉環(huán)電路仿真

采用Cadence SPB 16.6對(duì)閉環(huán)電路進(jìn)行仿真分析，驗(yàn)證上述參數(shù)下電路的工作特性，并優(yōu)化各項(xiàng)電路參數(shù)[4]。在Design Entry CIS環(huán)境下編輯測試電路，通過Pspice A/D模塊對(duì)電路進(jìn)行仿真計(jì)算，設(shè)定仿真時(shí)長為40 μs，每步計(jì)算時(shí)間為0.01 μs。電壓測試點(diǎn)分為位于Ig，Drive_H及Drive_L處，Ig信號(hào)由軟件自帶的電壓源提供。測試波形為方波時(shí)，波形參數(shù)設(shè)為幅值±1 V，周期為10 μs，脈寬為4.95 μs，上升沿下降沿均為0.05 μs；測試波形為正弦波時(shí)，波形參數(shù)設(shè)為幅值±1 V，頻率100 kHz，相位角0°，兩種輸入波形狀態(tài)下，電路的仿真波形如圖4所示。圖4中紅色波形為Ig處電壓信號(hào)，藍(lán)色波形為Drive_H處電壓信號(hào)，粉色波形為Drive_L處電壓信號(hào)。根據(jù)仿真結(jié)果分析可知，在輸入波形為上述參數(shù)的方波信號(hào)時(shí)，Drive_H及Drive_L兩處波形與輸入波形之間成反相比例關(guān)系，跟隨性較好，其上升沿與下降沿約200 ns，波形失真度很小，無超調(diào)量；相較于輸入信號(hào)，Drive_H的波形是在原波形基礎(chǔ)上直流偏置約0.8 V，Drive_L波形直流偏置電壓約-0.8 V。當(dāng)輸入波形為上述正弦波信號(hào)時(shí)，Drive_H及Drive_L兩處波形與輸入波形之間成反相比例關(guān)系，輸出波形失真度很小，可以很好的反映輸入波形的狀態(tài)變化。仿真結(jié)果表明，所設(shè)計(jì)的閉環(huán)電路能有效響應(yīng)100 kHz的高速信號(hào)。

圖4 驅(qū)動(dòng)電路仿真波形動(dòng)波

2.2 高速驅(qū)動(dòng)器仿真

對(duì)驅(qū)動(dòng)器整體電路進(jìn)行仿真，在Design Entry CIS環(huán)境下編輯輸入級(jí)電路、閉環(huán)電路及主回路電路，通過Pspice A/D模塊對(duì)其進(jìn)行仿真，設(shè)定仿真時(shí)長為40 μs，每步計(jì)算時(shí)間為0.01 μs。驅(qū)動(dòng)器輸入波形為方波，其參數(shù)為幅值±10 V，脈寬4.95 μs，上升沿與下降沿0.05μs，周期10 μs，頻率100 kHz。測量輸入波形，采樣電阻端電壓，電感電流波形如圖5所示。圖5中紅色波形為輸入信號(hào)，藍(lán)色波形為電流采樣電阻端電壓，綠色波形為電感電流?？梢钥吹?，在輸入為±10 V方波信號(hào)時(shí)，采樣電阻電壓與電流波形的一致性較好。按幅值10%～90%的時(shí)間計(jì)算上升沿與下降沿，兩者波形的上升沿與下降沿約為1.8 μs，采樣電阻穩(wěn)定時(shí)的端電壓為±1 V，對(duì)應(yīng)電感電流為±2 A。根據(jù)仿真結(jié)果可知，所設(shè)計(jì)的驅(qū)動(dòng)器能夠在100 kHz下有效輸出，且波形失真度小。

圖5 驅(qū)動(dòng)器仿真波形

3 高速驅(qū)動(dòng)器研制與性能驗(yàn)證

采用上述電路結(jié)構(gòu)與參數(shù)研制出了電子束掃描線圈高速驅(qū)動(dòng)器，并分別對(duì)輸入級(jí)電路、高速閉環(huán)電路以及驅(qū)動(dòng)器主回路進(jìn)行性能測試與對(duì)比驗(yàn)證。

3.1 輸入級(jí)電路波形測試與分析

輸入級(jí)電路如圖1所示，采用函數(shù)發(fā)生器AFG3022在圖1中Vin與0 V處施加100 kHz，幅值為±10 V，50%占空比的方波信號(hào)，并通過示波器TPS2024測試輸出端波形如圖6所示。圖6a與圖6b中同一通道對(duì)應(yīng)的測試點(diǎn)為同一點(diǎn)，其中通道1為函數(shù)發(fā)生器輸出波形，通道2為圖1所示電路運(yùn)放7腳的輸出波形，通道3為直接采用10∶1反向比例運(yùn)算電路時(shí)運(yùn)放7腳的輸出波形，即將圖1中R1短路，R2，C1斷路，R4改為1K時(shí)，運(yùn)放的輸出波形，通道4為反向1∶1運(yùn)算電路運(yùn)放7腳的輸出波形，亦即將圖1中R1短路，R2，C1斷路時(shí)，運(yùn)放的輸出波形。對(duì)比四個(gè)通道的波形可以看出，通道4因?yàn)檫\(yùn)放直接采用1∶1反向比例運(yùn)算電路對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行處理，因此其輸出電壓從-10 V上升至10 V所需的時(shí)間達(dá)到了1.14 μs，且出現(xiàn)一定量的超調(diào)；而通道2和3的電壓上升時(shí)間很短，特別是通道3的上升時(shí)間僅116.9 ns，但產(chǎn)生的尖峰電壓比較大。其原因分析為：通道1高電平時(shí)，電流由Vin通過R3，R4流向運(yùn)放7腳；當(dāng)通道1由高電平跳變?yōu)榈碗娖綍r(shí)，運(yùn)放輸出電壓不能立即發(fā)生改變，但電流卻變成由運(yùn)放7腳經(jīng)R4，R3流向Vin，R4端電壓反向，疊加在7腳上，導(dǎo)致7腳出現(xiàn)電壓尖峰。采用圖1所示電路將Vin先進(jìn)行分壓后再1∶1反向比例運(yùn)算，可大幅減小這部分電壓疊加量，同時(shí)由于補(bǔ)償電容C1的引入，改善了電路的充放電特性，有效減小的運(yùn)放輸出波形的尖峰值，但輸出波形的上升與下降時(shí)間將適當(dāng)變長,如圖6中通道2波形所示，為258.7 ns，但仍在接受范圍內(nèi)。

圖6 輸入級(jí)電路測試波形圖

因此，采用分壓、補(bǔ)償及反向比例運(yùn)算的方式有效的提高了通用型運(yùn)放對(duì)高速信號(hào)的處理速度，使得輸入級(jí)電路能快速響應(yīng)高頻輸入信號(hào)。

3.2 高速閉環(huán)電路波形測試與對(duì)比分析

對(duì)圖2所示電路進(jìn)行測試，測試工具包括泰克函數(shù)發(fā)生器AFG3022一臺(tái)，泰克TPS2024示波器一臺(tái)，P2220示波器探頭三根。函數(shù)發(fā)生器產(chǎn)生波形信號(hào)輸入至Ig處，波形參數(shù)為與仿真參數(shù)一致的方波與正弦波，分別通過示波器測量Ig,Drive_H及Drive_L處電壓波形并進(jìn)行分析。所測波形如圖7所示。圖7中通道1為Ig波形，通道2為Drive_H波形，通道3為Drive_L波形。由圖可知，測試波形與仿真結(jié)果較為接近，輸入波形為方波時(shí)，驅(qū)動(dòng)波形的上升時(shí)間為280 ns，兩者的跟隨性較好；輸入波形為正弦波時(shí)，輸入波形與Drive_H及Drive_L輸出波形的直流偏置電壓分別為0.6 V與-0.6 V，波形跟隨性良好?？梢?，閉環(huán)電路能夠滿足100 kHz的工作要求。

圖7 驅(qū)動(dòng)電路測試波形

3.3 高速驅(qū)動(dòng)器特性測試與驗(yàn)證

將驅(qū)動(dòng)器輸出端接至電感量為10 μH的掃描線圈兩端，電路的輸入端接收±10 V的100 kHz方波信號(hào)，通過示波器測量輸入波形，電流采樣電阻端電壓以及電感電流波形，所得結(jié)果如圖8所示。圖8中通道1為

圖8 驅(qū)動(dòng)器實(shí)際輸出波形

輸入信號(hào)，通道2為采樣電阻端電壓，通道3為負(fù)載電流波形?？梢钥吹?，在輸入信號(hào)為±10 V的方波信號(hào)時(shí)，采樣電阻電壓波形與電感電流波形一致性較好，電流采樣電阻端電壓正向幅值為1.03 V，負(fù)向幅值為-1.06 V，上升時(shí)間為1.34 μs，較仿真波形的上升時(shí)間短；負(fù)載電流正向幅值為2.02 A，達(dá)到設(shè)計(jì)值2 A的101%，負(fù)向幅值為-2.08 A，達(dá)到設(shè)計(jì)值的104%，電流上升時(shí)間為1.35 μs。

受負(fù)載供電電源電壓與負(fù)載電感量的制約，50 V供電電壓下10 μH電感的電流在±2 A間進(jìn)行躍變的極限時(shí)間為800 ns。更好的電流波形意味著更高的線圈供電電壓；而供電電壓的上升，使主回路電流上升沿變得更陡的同時(shí)，也使得電路自身的電磁干擾變得很大，且功率器件的損耗也呈指數(shù)級(jí)增長，這將對(duì)電路的設(shè)計(jì)及優(yōu)化提出新的挑戰(zhàn)。

而在實(shí)際的電子束設(shè)備中，控制電子束掃描使其在兩點(diǎn)或者多點(diǎn)間跳躍時(shí)，在1.35 μs跳躍時(shí)間內(nèi)，電子束能量釋放在跳躍路徑上的平均線能量相對(duì)于3.65 μs定點(diǎn)停留時(shí)間下產(chǎn)生的能量而言，其實(shí)所占比重并不大。因此，上述負(fù)載電流波形可以滿足電子束在100 kHz下進(jìn)行高速掃描。

分別在背散射電子成像系統(tǒng)及電子束高速圖像掃描系統(tǒng)中驗(yàn)證高速驅(qū)動(dòng)器的實(shí)際掃描效果，獲得圖9所示的掃描圖像。圖9為背散射電子成像系統(tǒng)對(duì)零件實(shí)時(shí)觀測的效果圖，圖10為控制電子束在金屬板件掃進(jìn)行高速圖像掃描的效果圖，可見兩者圖案紋理清晰，電子束掃描效果較好。

上述測試結(jié)果表明，所研制的電子束掃描線圈高速驅(qū)動(dòng)器可快速精確的控制電子束進(jìn)行高速偏轉(zhuǎn)掃描，滿足設(shè)計(jì)要求。

圖9 背散射電子成像

圖10 電子束高速圖像掃描

4 結(jié)論

(1)采用分壓、補(bǔ)償及反向比例運(yùn)算的方式設(shè)計(jì)高速響應(yīng)差分輸入電路，實(shí)現(xiàn)通用運(yùn)放能快速有效的響應(yīng)高速電壓信號(hào)。

(2)通過射極跟隨的方式設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)器電流閉環(huán)電路，強(qiáng)制主回路電流高速跟隨輸入信號(hào)。

(3)通過Cadence仿真軟件進(jìn)行驅(qū)動(dòng)器電路功能驗(yàn)證與參數(shù)優(yōu)化，實(shí)現(xiàn)驅(qū)動(dòng)器電路與負(fù)載特性匹配。

(4)根據(jù)電路設(shè)計(jì)與仿真結(jié)果，研制了電子束掃描線圈高速驅(qū)動(dòng)器，并對(duì)其進(jìn)行測試分析。結(jié)果表明，該驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)電感值為10 μH的掃描線圈時(shí)，輸出電流波形能在100 kHz高頻下可靠跟隨輸入信號(hào)，正向最大電流2.02 A，負(fù)向電流最大-2.08 A，滿足設(shè)計(jì)要求。