宿凌超，雷茂，姚遠(yuǎn)程

（西南科技大學(xué)信息工程學(xué)院，特殊環(huán)境機(jī)器人技術(shù)四川省重點實驗室，綿陽621010）

0 引言

核輻射探測器模擬前端電路是對探測器輸出的微弱電流信號實現(xiàn)電流電壓轉(zhuǎn)換，信號峰值放大，波形向準(zhǔn)高斯成形等變換的必要調(diào)理電路[1-2]。前端電路主要含括前置放大器以及譜儀放大器。譜儀放大器除對信號實現(xiàn)放大外還主要針對信號的準(zhǔn)高斯整形展開工作。為更加高效合理地搭建前端信號調(diào)理電路以匹配后端的多道脈沖采集分析系統(tǒng)，對前端各模塊的理論分析與電路仿真必不可少。NI Multisim軟件在高校與科研機(jī)構(gòu)進(jìn)行電路仿真與處理時被廣泛采用。防化研究院科研人員胡穎睿等于2012年對數(shù)字多道幅度分析儀器中的前端信號調(diào)理電路進(jìn)行部分仿真[5]。同年西南科技大學(xué)吳軍龍等人也針對CR-（RC）m濾波成形電路展開過仿真研究[7]。中國地質(zhì)大學(xué)張志勇等人也曾對脈沖成形中的Sallen-Key有源濾波電路進(jìn)行剖析仿真[10]。上述涉及文獻(xiàn)均未能對前端信號調(diào)理電路進(jìn)行詳盡的總體仿真以及濾波成形電路的改進(jìn)。本文Multisim仿真平臺上首先對采用經(jīng)典CR-（RC）m與Sallen-Key高斯成形法的核脈沖前端調(diào)理電路分別進(jìn)行仿真，在對比分析中改進(jìn)出一種（SK）-（RC）混合濾波電路，基于新型濾波電路的前端電子學(xué)在實際仿真中已經(jīng)取得較為滿意的效果，進(jìn)一步優(yōu)化了前人所設(shè)計的前端電路結(jié)構(gòu)。

1 核脈沖發(fā)生及前置放大器的仿真

目前，高分辨率能譜測量系統(tǒng)中，核輻射探測器輸出的持續(xù)時間極短的微弱電流信號I（t），幾乎全部采用電荷靈敏前置放大器進(jìn)行處理，經(jīng)前放變換而成的信號幅度與輸入電流對時間的積分成正比關(guān)系，放大器的輸出電壓和輸入電荷一般可以保持良好的正比關(guān)系。如圖1所示為典型的阻容反饋式電荷靈敏放大電路。

圖1 阻容反饋式電荷靈敏前置放大器

利用密勒積分器構(gòu)成的前置放大器輸出信號的電壓穩(wěn)定值：

式中Vi（∞）為輸入信號電壓穩(wěn)定值。輸入電荷：

考慮到：

公式合并整理后，求得輸出信號穩(wěn)定值Vo(∞)，亦即輸出電壓幅度：

式中Ci為輸入端總電容，Ci=CD+CS+CA，CD，CA，CS分別為探測器極間電容，放大器輸入電容以及系統(tǒng)分布電容。Cf（反饋積分電容）與并聯(lián)電阻Rf（泄放電阻）構(gòu)成反饋網(wǎng)絡(luò)，為電荷提供泄放通路。

設(shè)電壓放大器的低頻增益Ao足夠大，使得Cf對輸入電容的貢獻(xiàn)遠(yuǎn)大于Ci，則輸入電荷Q主要累積在Cf上。此時推斷出：

故而本文設(shè)計的電路仿真系統(tǒng)中擬將電流脈沖信號源I1模擬工作在脈沖模式下的核輻射探測器。由于電信號產(chǎn)生后強(qiáng)度非常弱且時域?qū)挾冗^于短暫，要求集成運(yùn)放兼?zhèn)溟_環(huán)增益大，輸入阻抗高，輸出穩(wěn)定性好的特點。此外，頻帶寬度以及響應(yīng)速度也至關(guān)重要。因此選用AD公司的Fast FET類型放大器AD8066，壓擺率達(dá)到180V/s，145MHz的-3dB帶寬，開環(huán)狀態(tài)下增益為100dB，理想態(tài)輸入阻抗1000GΩ。具體設(shè)計如圖2所示。

圖2 前置放大器仿真電路圖

上圖2將電路參數(shù)反復(fù)調(diào)試后通過圖3示波器觀測信號。電荷靈敏前放輸入端為時間寬度極窄的原始電壓負(fù)脈沖信號，而理論分析中阻容反饋式電荷靈敏前放輸出大致為后沿衰減時間較長的指數(shù)型脈沖的疊加，如果脈沖間隔太短，則會出現(xiàn)上升態(tài)的類似階梯波。仿真實際結(jié)果與理論分析可以相互印證。

圖3 前置放大器輸入輸出信號圖

2 引入極零相消技術(shù)的微分電路

為達(dá)到消除前置放大器輸出信號存在堆積拖尾現(xiàn)象，微分電路可有效地將前放輸出波形中有用信號部分存留下來，濾除無用成分。但由于信號固有的前沿上升迅速而后沿衰減緩慢的特性，通過CR微分電路時普遍會產(chǎn)生下沖現(xiàn)象，致使放大器阻塞后進(jìn)入非線性區(qū)而失去放大功能。

過載輸出信號回復(fù)到基線的時間相當(dāng)漫長，必須引入極零相消技術(shù)消除成形電路產(chǎn)生的信號下沖現(xiàn)象。該方法使單極性輸出脈沖的后沿快速收斂卻又不過零，從而有效地減少堆積，改善高計數(shù)率下的幅度分辨。此外電路的參數(shù)必須選擇合適，否則仍會出現(xiàn)存在細(xì)微下沖的欠補(bǔ)償現(xiàn)象和沒有過基線卻遲遲不能趨向于零的過補(bǔ)償兩種情況。本文設(shè)計的電路仿真中該部分如圖4所示。

圖4 引入極零相消技術(shù)的微分電路

設(shè)電位器R3可動滑動點A以下部分的電阻阻值為KR3（0≤K≤1），通常阻值比較大，R1中的電流遠(yuǎn)小于R3中的電流，因此可認(rèn)定A點的電位為VA=KVi，并有：

系統(tǒng)傳遞函數(shù)：

仿真結(jié)果非常直觀地呈現(xiàn)出極零相消技術(shù)的有效性，只要適當(dāng)調(diào)節(jié)電路參數(shù)使得τ1=RfCf=τf（系統(tǒng)的一個極點和一個零點相抵消），可以在使波形后沿迅速收斂的同時有效地保證沒有下沖現(xiàn)象。采用圖中極零相消電路結(jié)構(gòu)可使調(diào)節(jié)范圍達(dá)到（R1C→∞），克服了簡單極零相消電路因為電阻值受限而調(diào)節(jié)范圍不能足夠理想的缺點。

圖5 極零相消電路輸入輸出信號圖

3 經(jīng)典濾波成形電路

查詢最優(yōu)化濾波理論的研究可知曉，時間域無限展寬而波形頂部較尖銳的脈沖具有最佳的信躁比。然而由于實際電路一般都存在轉(zhuǎn)換時間，無限寬尖頂脈沖濾波成形器在實際處理中暫時無法實現(xiàn)，并且為適應(yīng)后續(xù)分析設(shè)備的測量要求，信號必須時間寬度較窄且頂部比較平坦，通常將準(zhǔn)高斯形成形電路作為核儀器的最優(yōu)濾波器，以提高信號噪聲比、能量分辨率和抑制核電子學(xué)的彈道虧損。傳統(tǒng)高斯濾波器的實現(xiàn)方式主要有2種：①基于CR-（RC）m方法的高斯濾波器；②基于Sallen-Key方法的高斯濾波器。

3.1 基于CR-（RC）m方法的高斯成形電路

基于模擬電路建立的經(jīng)典核脈沖調(diào)理系統(tǒng)中，CR電路常作為白化濾波器，RC電路是所需匹配濾波器的簡單近似，多級RC積分電路可以有更好的特性。如圖6所示，CR-（RC）m濾波成形網(wǎng)絡(luò)由一次CR微分和m次RC積分電路組成，有時極間用電壓跟隨器隔離，以免相互影響。通常微積分電路中RC時間常數(shù)相同以求達(dá)到最優(yōu)信噪比（根據(jù)最佳濾波原理）。

圖6 CR-（RC）m濾波成形網(wǎng)絡(luò)

該無源阻容濾波電路的阻容值選取依據(jù)前放部分的輸出而確定，對于系統(tǒng)在復(fù)頻域中展開分析時不難發(fā)現(xiàn)。積分級數(shù)每增加1，s域便會增加一個極點，相對于時域則是信號以指數(shù)函數(shù)為權(quán)進(jìn)行一次平均。因此成形的波形幅度逐漸變小，峰位逐漸后移，脈沖的時間寬度增大，峰兩邊的波形越發(fā)趨于對稱，向最佳的準(zhǔn)高斯波形靠攏。m一般取值為3或4。如圖所示的仿真結(jié)果表現(xiàn)出4階RC積分可以達(dá)成較為理想的準(zhǔn)高斯成形。

圖7 CR-（RC）m濾波電路輸入輸出信號

3.2 基于Sallen-Key方法的高斯成形電路

Sallen-Key濾波電路作為二階有源濾波器的常見架構(gòu)，是將RC積分網(wǎng)絡(luò)連接在集成運(yùn)算放大器的反饋回路中從而組成的，該濾波器廣泛應(yīng)用于核脈沖成形調(diào)理要?dú)w因于其引入部分正反饋而具有較高的品質(zhì)因數(shù)，在實際應(yīng)用中對電荷前放輸出的階躍脈沖信號成形時比無源濾波電路輸出結(jié)果更接近高斯形。搭建4級Sallen-Key成形電路網(wǎng)絡(luò)對前端的指數(shù)衰減脈沖進(jìn)行處理，觀測第2階和第4階輸出波形并進(jìn)行細(xì)致的比對，具體仿真電路如圖8所示。

圖8 4級Sallen-Key濾波電路仿真圖

如圖8所示，Sallen-Key電路所引入的級數(shù)越多，輸出端高斯成形效果也會愈發(fā)理想，但濾波電路超過2級后，后續(xù)的濾波器在濾波成形上貢獻(xiàn)已經(jīng)不大。因為每一級濾波器均包含有放大電路，故而4階S-K濾波電路輸出信號在幅值上相較于2階S-K濾波電路有所增大。

圖9 Sallen-Key電路輸出信號對比圖

4 一種改進(jìn)型的（SK）-（RC）高斯濾波成形電路

前文提及主放大器中的經(jīng)典濾波成形電路通常采用的CR-（RC）m半高斯成形技術(shù)或者Sallen-Key有源濾波技術(shù)。

（1）基于CR-（RC）m高斯濾波電路的成形特點是：微分，積分網(wǎng)絡(luò)均采用無源RC元件構(gòu)成，電路實現(xiàn)簡單，可靠性高，但往往需要較多級電路才可實現(xiàn)較為理想的準(zhǔn)高斯波形。多級電路致使最終輸出波形幅值持續(xù)減小，時域?qū)挾炔粩嗬逦恢饾u后移。

（2）基于Sallen-Key高斯濾波電路的顯著特征是：相較于無源濾波可以在成形級數(shù)更少的情況下可以獲得時間寬度更窄的高斯波形，但引入多級S-K電路后成形效果不明顯且也會使得輸出端信號幅度增大，波形變寬，影響電路響應(yīng)時間。此外電路結(jié)構(gòu)相對復(fù)雜。

（3）基于兩者都有各自優(yōu)勢的情況下，本文對主放大器成形電路進(jìn)行改進(jìn)，提出一套新的（SK）-（RC）結(jié)合型積分濾波電路，結(jié)合前文介紹的電路其他部分，設(shè)計出一套核信號調(diào)理電路完整系統(tǒng)，阻容反饋式電荷前放為第一部分，譜儀放大器中增加一級極零相消電路，新型（SK）-（RC）積分濾波電路前接反相放大電路，后接基線恢復(fù)電路，最終輸出端可直接引向A/D模數(shù)轉(zhuǎn)換器。

圖10 基于（SK-RC）濾波網(wǎng)絡(luò)的完整前端調(diào)理電路

新型（SK）-（RC）濾波電路可通過設(shè)置電路中R10、R11、C4、C5參數(shù)值選定濾波器的截止頻率；通過設(shè)定R12和R13的比值即可確定同相放大電路的放大倍數(shù)，該電路在整體結(jié)構(gòu)較為簡單的情況下包含前文提及的兩種有源與無源濾波電路，既有放大功能又有濾波作用。

圖11 （SK）-（RC）混合濾波網(wǎng)絡(luò)輸入輸出信號

采用（SK）-（RC）混合濾波電路的譜儀放大器輸入輸出信號波形如圖11所示，仿真運(yùn)行后示波器輸出的準(zhǔn)高斯波形已經(jīng)達(dá)到后續(xù)分析測量電路的要求標(biāo)準(zhǔn)，不遜色于前文提到的經(jīng)典濾波電路輸出效果，但電路只需要采用一級Sallen-Key和一級RC電路。

5 結(jié)語

由于探測器輸出電流脈沖幅度都很微小，脈寬時間短暫，對于前期微弱信號進(jìn)行檢測放大整形的模擬前端調(diào)理電路尤為重要，否則會嚴(yán)重影響到后端ADC采樣以及脈沖幅度分析從而致使系統(tǒng)整體性能下降。本文在明晰前端電路各組成部分工作原理的基礎(chǔ)之上，基于電路仿真平臺Multisim對經(jīng)典前端信號調(diào)理電路進(jìn)行虛擬仿真實驗，并在研究比對傳統(tǒng)高斯成形CR-（RC）m與Sallen-Key電路的特點后改進(jìn)出一套（SK）-（RC）混合濾波電路，在成形效果較為理想的同時使得信號調(diào)理電路整體架構(gòu)更加優(yōu)化，具有很高的參考價值。