欒 天, 任一峰, 安 坤, 郭 睿, 衛(wèi)芃毅
(中北大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院,太原 030051)
單極性正弦脈寬調(diào)制(Sinusoidal Pulse Width Modulation,SPWM)下的全橋電路,擁有并網(wǎng)濾波電感小和直流電壓利用率高等優(yōu)勢,應(yīng)用較為廣泛,但是采用單極性的SPWM調(diào)制有高頻脈動的共模電壓,從而產(chǎn)生共模漏電流。本文設(shè)計了新型H6橋結(jié)構(gòu),可以使得逆變器的共模電壓在各個工作階段保持恒定,從而抑制共模漏電流的產(chǎn)生。新型H6橋結(jié)構(gòu)在全橋電路的基礎(chǔ)上給兩個橋臂各加一個絕緣柵雙極型晶體管(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT),并將兩個橋臂相連。這樣單橋臂上的兩個管子在工作時不能同時導(dǎo)通,起到改善輸出電流質(zhì)量的作用,基本做到消除共模漏電流[1]。
共模漏電流被抑制后,逆變器性能的主要影響因素就是入網(wǎng)電流控制。目前市場上普遍使用的PI控制,其結(jié)構(gòu)簡單,應(yīng)用廣泛。但PI控制對交流給定信號無法實(shí)現(xiàn)無靜差跟蹤。文獻(xiàn)[2]中介紹的重復(fù)控制通過一個周期的延時來實(shí)現(xiàn),使得控制器的動態(tài)響應(yīng)變慢;文獻(xiàn)[3]中介紹的模糊PID控制可以實(shí)現(xiàn)較好的魯棒性,但是由于控制算法實(shí)現(xiàn)的功能不同,存在差異大并且算法復(fù)雜等缺點(diǎn);文獻(xiàn)[4]中介紹了4種設(shè)計方案的PI控制,各自都有優(yōu)點(diǎn),但是不能消除PI控制抗干擾性差的問題。文獻(xiàn)[5]中介紹的無差拍控制可以基本實(shí)現(xiàn)并網(wǎng),但是此控制方式對數(shù)學(xué)模型要求較高,系統(tǒng)魯棒性優(yōu)化較難。本文設(shè)計在比例諧振(Proportional Resonance,PR)控制的基礎(chǔ)上,提出對PR控制改進(jìn)成準(zhǔn)比例諧振(Quasi Proportional Resonance,QPR)控制,對于改進(jìn)后的QPR控制,其不僅涵蓋了PR控制的優(yōu)點(diǎn),并且提高了電網(wǎng)電壓的抗擾動能力。
單相H6橋結(jié)構(gòu)如圖1所示。圖中:C1為直流側(cè)母線電容;Ug為電網(wǎng)電壓;LA、LB為濾波電感;C0為濾波電容。由圖1可知,較文獻(xiàn)[6]中介紹的目前市場上普遍使用的H6拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),本文設(shè)計的光伏逆變器拓?fù)銱6電路的結(jié)構(gòu)將兩個二極管移除,并在控制策略上進(jìn)行完善,使其能夠有效消除共模漏電流[7],處理無功功率。
圖1 H6逆變橋主電路結(jié)構(gòu)
H6逆變器各功率管驅(qū)動波形如圖2所示。
采用單極性調(diào)制方式,在一個完整的工作周期中,逆變器共有6種工作狀態(tài):①在正半周期時,S6一直處于開通狀態(tài),IGBT管S1和S4通過觸發(fā)信號同時開通,其余管關(guān)斷,輸出電流流過S1、濾波電感電容、電網(wǎng)、S6和S4。則UAN=UPV,UBN=0,共模電壓UCM=(UAN+UBN)/2=0.5UPV。②S1和S4關(guān)斷,電流通過S5的反并聯(lián)二極管、濾波電感、濾波電容、電網(wǎng)、S6,則UAN減小UBN增加直到二者量值完全相等,因此UAN=UBN=UPV/2,共模電壓UCM=(UAN+UBN)/2=0.5UPV。③在正半周期的負(fù)功率階段,S2、S3和S5導(dǎo)通,電流通過S2、S3和S5的反并聯(lián)二極管后減小,則UAN=0,UBN=UPV,共模電壓為UCM=(UAN+UBN)/2=0.5UPV。④在負(fù)半周期內(nèi)的正功率段,IGBT管S2、S3和S5導(dǎo)通,S6關(guān)斷。電感的電流逆向增加,則UAN=0,UBN=UPV,共模電壓UCM=(UAN+UBN)/2=0.5UPV。⑤S5和S6導(dǎo)通,S2和S3截止,電流通過S6的反并聯(lián)二極管、濾波電感、濾波電容、電網(wǎng)和S5后減小,UAN增加UBN減小直到二者量值完全相等,因此UAN=UBN=UPV/2,共模電壓UCM=(UAN+UBN)/2=0.5UPV。⑥在負(fù)半周期內(nèi)的負(fù)功率階段,IGBT管S1、S4和S6導(dǎo)通,電流通過S1、S4和S6的反并聯(lián)二極管后減小,則UAN=UPV,UBN=0,共模電壓UCM=(UAN+UBN)/2=0.5UPV。
圖2 H6逆變驅(qū)動波形
UPV為直流母線電壓,UAN為A點(diǎn)對地點(diǎn)的電壓,UBN為B點(diǎn)對地點(diǎn)的電壓。此6開關(guān)結(jié)構(gòu)逆變器在6種工作狀態(tài)運(yùn)行時,共模電壓均為UCM=(UAN+UBN)/2=0.5UPV,基本保持不變,因此可以有效抑制共模漏電流。
H6結(jié)構(gòu)雙環(huán)控制框圖如圖3所示。
圖3 H6結(jié)構(gòu)雙環(huán)控制框圖
光伏并網(wǎng)逆變器采用雙閉環(huán)控制,外環(huán)實(shí)現(xiàn)直流母線電壓控制,將給定的直流母線電壓與設(shè)定電壓350 V進(jìn)行比較,差值經(jīng)控制器調(diào)節(jié)后輸出給定電流的幅值Iref。通過鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)對電網(wǎng)電壓相位與頻率的捕獲,得到給定電流iref;內(nèi)環(huán)主要實(shí)現(xiàn)的是將并網(wǎng)電流i和給定電流iref的差值經(jīng)過控制器得以調(diào)節(jié),將所得的波形與三角波比較后用于產(chǎn)生SPWM波。SPWM信號放大后經(jīng)過功率管,作用于H6橋逆變器開關(guān)管,經(jīng)過濾波電路并入電網(wǎng)[8]。
PR控制即將一個無損諧振環(huán)節(jié)加入調(diào)節(jié)器中,從而使得控制器在諧振頻率處可以有無窮大的增益,通過這一方法消除系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差。本系統(tǒng)的諧振頻率為50 Hz,PR控制的傳遞函數(shù)[9]為:
(1)
PR控制在理論上可以完全抑制電網(wǎng)電壓對輸出并網(wǎng)電流的影響,但在實(shí)際工程中,電網(wǎng)電壓的頻率不是穩(wěn)定不變的,在電網(wǎng)電壓產(chǎn)生誤差和偏移時,PR控制器的性能則會大幅降低,此算法就無法完成快速精確的追蹤,需要對其進(jìn)行改進(jìn),降低在諧振頻率處的敏感度和高增益特性,以利于系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)??蓪R改進(jìn)為QPR控制,其傳遞函數(shù)[9]為:
(2)
式中:KP為QPR控制器的比例系數(shù);KR為諧振系數(shù);ω0為基波頻率;ωc為截止頻率。
為保證電網(wǎng)頻率波動時QPR控制器有足夠大的增益,假設(shè)允許波動范圍為50±0.5 Hz,即帶寬d=2×0.5=1(Hz),取ωc=π×d=3.14(rad/s),同時取KP=2.5,KR=50,ω0=314 rad/s,繪制QPR控制器的Bode圖如圖4所示。
圖4 QPR控制器的伯德圖
基于QPR控制并考慮電網(wǎng)電壓擾動的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖5所示。
圖5 基于QPR控制和電網(wǎng)電壓干擾下的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖
由圖5所示系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖,運(yùn)用齊次定理,并比較式(2)可知:
(3)
由式(3)可得,QPR控制器在基波頻率ω0處的幅頻特性為:
AQPR(ω0)=KP+KR
(4)
根據(jù)式(4)可知控制增益為有限值,相比于PI和PR控制在基波頻率ω0處的增益,QPR控制器在基波頻率處的增益有適當(dāng)?shù)脑黾覽10],抑制穩(wěn)態(tài)誤差的能力明顯提升。
選取PI控制器、PR控制器、QPR控制器的各參數(shù)為KP=2.5,KI=KR=50,ωc=3.14 rad/s,ω0=314 rad/s,將3種控制器的傳遞函數(shù)繪制在同一Bode圖中,如圖6所示。
圖6 三種控制器的伯德圖
由圖6可知,在基波頻率左側(cè)的低頻段,PR(實(shí)線)和QPR(虛線)控制在抑制電網(wǎng)電壓的干擾信號效果上基本相同,PI(點(diǎn)劃線)控制在這一階段對干擾信號的抑制性能明顯高于PR和QPR控制;在基波頻率右側(cè)的高頻段可以看出3種控制方式對電網(wǎng)電壓干擾信號的抑制效果基本一致[11];在基波頻率處,PR控制對閉環(huán)擾動的衰減增益可以達(dá)到80 dB,其衰減電網(wǎng)電壓的干擾信號能力最強(qiáng);準(zhǔn)PR控制的閉環(huán)擾動衰減增益約為35 dB,PI控制相較QPR控制更低,因此就基波頻率處擾動信號衰減增益相比較,PR控制和QPR控制都具有顯著的優(yōu)勢。但是對QPR控制器而言,其犧牲了部分基波頻率處的增益,換取了相比PR控制器更寬的帶寬[12],即如果在基波頻率處發(fā)生了偏移,增益也可以相對保持穩(wěn)定??偟脕碚f,QPR控制在抗電網(wǎng)電壓干擾上相比于PI、PR控制效果更佳。
設(shè)計穩(wěn)定性和抗干擾性最佳的QPR控制器即要設(shè)計其各項(xiàng)參數(shù):ωc的選擇取決于電網(wǎng)頻率允許的波動帶寬[13];KP的選擇取決于控制器對于比例增益和諧波阻抗的要求;KR的選擇取決于控制器對基波頻率出的增益要求。
上述對QPR控制的研究,為了驗(yàn)證其能實(shí)現(xiàn)對電網(wǎng)電流的無靜差跟蹤,設(shè)計相關(guān)參數(shù):逆變器增益K=400,比例系數(shù)KP=2.5,積分系數(shù)KI=100,諧振系數(shù)KR=50,截止頻率ωc=3.14 rad/s。在Matlab/Simulink平臺搭建了基于H6逆變橋的QPR控制仿真模型[14],運(yùn)行得到結(jié)果,如圖7所示的H6逆變橋輸出并網(wǎng)電流波形。
圖7 輸出并網(wǎng)電流波形
對基于QPR控制的輸出電流進(jìn)行FFT分析,分析結(jié)果如圖8所示,得到總諧波畸變率(THD)為2.16%。
圖8 基于QPR控制的輸出電流FFT分析
QPR控制能夠?qū)崿F(xiàn)對電網(wǎng)電流的無靜差跟蹤,輸出電能質(zhì)量高;在電網(wǎng)頻率發(fā)生小幅變化時,與PI控制、PR控制相比,QPR控制帶寬更大,可以很好地適應(yīng)電網(wǎng)頻率的偏移。仿真結(jié)果與上述理論分析一致。
本文通過對新型H6結(jié)構(gòu)逆變器設(shè)計了QPR控制策略,并對新的控制策略在H6結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上進(jìn)行了仿真,仿真結(jié)果證明:在基波頻率附近,電網(wǎng)頻率發(fā)生小偏移時,QPR控制可以保持足夠大的衰減增益,擁有很強(qiáng)的抗干擾性。結(jié)合H6結(jié)構(gòu),有效的減小了并網(wǎng)電流的THD,消除了共模漏電流,提高了并網(wǎng)的質(zhì)量。