趙榮琦，張陸唯

(中國船舶重工集團(tuán)公司第七二三研究所，江蘇 揚(yáng)州 225101)

0 引 言

隨著電子戰(zhàn)技術(shù)的發(fā)展，雷達(dá)工作的電磁環(huán)境日益復(fù)雜，其抗干擾能力面臨巨大的考驗(yàn)。目前對雷達(dá)的有源干擾主要有壓制干擾和欺騙干擾[1]。前者通過大功率的干擾信號來壓制雷達(dá)真實(shí)信號，后者一般通過密集轉(zhuǎn)發(fā)雷達(dá)信號來起到干擾作用。正確識別干擾類型有助于雷達(dá)選擇對應(yīng)的抗干擾措施，對雷達(dá)抗干擾能力的提升有著重要意義[2]。為此，本文基于現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)，采用基于多相濾波的數(shù)字信道化算法，對采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，為后續(xù)的識別算法提供時(shí)頻功率譜數(shù)據(jù)。

1 數(shù)字信道化原理

信道化方法的基本原理是將輸入的全帶信號進(jìn)行頻帶分割，即將偵收到的信號分解成若干個(gè)不同頻段，又稱為子頻段或子信道，再對各子信道分別處理。為了得到更高的頻率分辨率，各子信道可再進(jìn)行第2次分割、第3次分割，直到滿足頻率分辨率要求為止。

1.1 數(shù)字信道化接收機(jī)基本結(jié)構(gòu)

數(shù)字信道化接收機(jī)是在模擬信道化接收機(jī)的基礎(chǔ)上建立的，首先通過前端的A/D轉(zhuǎn)換器，將模擬信號數(shù)字化；然后采用濾波器組和混頻器將對應(yīng)信道的信號接收并變換到基帶上，有效地解決了模擬信道化接收機(jī)存在的信道不均衡問題[3]。濾波器組是信道化接收機(jī)最重要的環(huán)節(jié)，它覆蓋了所要偵收的信號帶寬，每個(gè)濾波器具有相同的帶寬和濾波特性，其中心頻率位于相應(yīng)信道的載波頻率上。通常設(shè)計(jì)的濾波器組的幅頻響應(yīng)如圖1所示。

圖1 數(shù)字濾波器組的幅頻特性

寬帶數(shù)字信道化接收機(jī)的直接實(shí)現(xiàn)形式如圖2所示。其中x(n)為經(jīng)過采樣后的高速數(shù)據(jù)，濾波器個(gè)數(shù)(即信道個(gè)數(shù))為K，抽取倍數(shù)為M，各信道的中心頻率ωk(k=0,1,…，K-1)為：ωk=2πk/K。h0[n]為N階低通濾波器沖激響應(yīng)，N=KP(P為正整數(shù))，第k個(gè)信道的濾波器hk[n]=h0[n]ejωkn。

圖2 基于數(shù)字濾波器組的數(shù)字信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)

圖2所示的直接實(shí)現(xiàn)形式效率非常低，且實(shí)現(xiàn)困難。因?yàn)橹苯訉Σ蓸拥臄?shù)據(jù)進(jìn)行濾波和數(shù)字下變頻，很難達(dá)到AD采樣的輸出速率，對FPGA的設(shè)計(jì)要求很高；而且抽取操作是在濾波之后進(jìn)行的，每個(gè)信道都對應(yīng)一個(gè)獨(dú)立完整的濾波器，會有很多經(jīng)過下變頻和濾波處理的數(shù)據(jù)被丟棄，浪費(fèi)大量算力，運(yùn)算效率低下[4]。

1.2 基于多相濾波結(jié)構(gòu)的數(shù)字信道化接收機(jī)

多相濾波結(jié)構(gòu)對直接實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)進(jìn)行了改進(jìn)，提高了圖2中數(shù)字信道化接收機(jī)的運(yùn)行效率[5]，其推導(dǎo)方法如下：

pK]ej2πkm/K·e-j2πMnk/K

(1)

(2)

(3)

(4)

基于多相濾波的高效數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)(如圖3所示)，將抽取操作移到了濾波以前，濾波器ek[n]為原型低通濾波器的多相分量，離散傅里葉反變換(IDFT)可用快速算法實(shí)現(xiàn)，系統(tǒng)復(fù)雜度和數(shù)據(jù)速率大大降低，實(shí)時(shí)處理能力得到提高[6]。

圖3所示的高效結(jié)構(gòu)有如下優(yōu)點(diǎn)：

(1) 各支路使用同一個(gè)低通濾波器，每個(gè)通道的多相濾波器是該低通有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器的抽樣值。抽樣值的大小等于信道數(shù)。系統(tǒng)設(shè)計(jì)復(fù)雜性下降。

(2) 在求得多相濾波結(jié)果的基礎(chǔ)上，用一次IDFT/快速傅里葉逆變化(IFFT)就可將各支路信號搬到基帶上，不必各通道分別進(jìn)行下變頻計(jì)算，提高了運(yùn)算效率。

(3) 由于采用了多相結(jié)構(gòu)，抽取提在最前面，后續(xù)信號的采樣率下降，利用后面的數(shù)字信號處理器(DSP)進(jìn)行參數(shù)處理。

圖3 基于多相濾波結(jié)構(gòu)的數(shù)字信道化接收機(jī)

2 實(shí)現(xiàn)結(jié)果

為驗(yàn)證該算法，使用干擾模擬器發(fā)出多種干擾信號，測試不同干擾下的接收數(shù)據(jù)。下面給出了阻塞干擾、掃頻干擾、梳狀譜干擾和欺騙干擾的時(shí)頻譜，并且分析時(shí)頻譜在干擾識別中發(fā)揮的作用。

2.1 阻塞干擾

阻塞干擾一般是通過干擾機(jī)轉(zhuǎn)發(fā)調(diào)制的噪聲信號，來達(dá)到淹沒回波信號的目的。強(qiáng)功率的噪聲干擾信號進(jìn)入雷達(dá)接收機(jī)，會造成雷達(dá)接收到的信噪比(SNR)下降，對目標(biāo)檢測造成干擾。調(diào)頻的干擾信號可以用下式表達(dá)：

(5)

式中：U0、ω0和φ分別為幅度、中心頻率和初始相位。

圖4是寬帶阻塞干擾的結(jié)果，縱坐標(biāo)是信道號，步進(jìn)頻率為20 MHz，橫坐標(biāo)是時(shí)間。

圖4 寬帶阻塞調(diào)頻噪聲干擾的時(shí)頻圖

2.2 掃頻干擾

當(dāng)干擾信號的中心頻率隨著時(shí)間周期性變化時(shí)，就產(chǎn)生了掃頻干擾。掃頻干擾能覆蓋較大的帶寬，并且可以靈活改變掃頻周期和帶寬。在頻域上，掃頻和寬帶阻塞信號難以區(qū)分，因?yàn)槎际菍拵盘?，但是在時(shí)頻二維空間上，掃頻信號的周期性變化顯而易見。

2.3 梳狀譜干擾

梳狀譜信號是由1組窄帶干擾信號組合得到的，有多個(gè)不同中心頻率的譜峰，且各譜峰之間有近似的功率與帶寬，如圖6所示。因此梳狀譜干擾可以集中在幾個(gè)頻點(diǎn)上對雷達(dá)信號進(jìn)行強(qiáng)干擾，對雷達(dá)捷變頻干擾效果明顯。

圖6 梳狀譜干擾信號的時(shí)頻譜

2.4 欺騙干擾

欺騙干擾是指干擾機(jī)發(fā)射假目標(biāo)信息，以迷惑和擾亂雷達(dá)的正常工作，使雷達(dá)不能正確檢測真實(shí)目標(biāo)和測量目標(biāo)參數(shù)。圖7是信道化輸出的欺騙干擾的時(shí)頻圖。如果只看頻率軸，無法和窄帶噪聲干擾區(qū)別，而從時(shí)間軸上可以看到連續(xù)重復(fù)的脈沖信號。

圖7 欺騙干擾的時(shí)頻圖

3 干擾識別

由上節(jié)得知，通過分析信道化后得到的時(shí)頻譜能夠有效獲取時(shí)間、頻率、幅度這三維信息。通過分析頻率隨時(shí)間的變化規(guī)律，結(jié)合不同干擾產(chǎn)生的特性，可以判斷不同干擾的類型；通過幅度信息，能夠判斷干擾的強(qiáng)弱。

例如識別欺騙干擾信號，通過分析頻帶，可以獲取信號的頻率為960 MHz，如圖8所示。而通過分析幅度隨時(shí)間的變化，可以發(fā)現(xiàn)有規(guī)律的脈沖信號。如圖9所示，可以分析得到脈沖的峰值大約為1.4個(gè)單位，脈沖周期大約為3 μs。

圖8 欺騙干擾頻率統(tǒng)計(jì)圖

圖9 欺騙干擾的時(shí)頻圖

例如識別窄帶干擾信號，通過分析頻帶，可以獲取信號的頻率為960 MHz，如圖10所示，不能和圖8的欺騙干擾區(qū)別。

圖10 窄帶干擾頻率統(tǒng)計(jì)圖

而通過分析幅度隨時(shí)間的變化，可以發(fā)現(xiàn)為連續(xù)信號，排除脈沖信號的可能，如圖11所示。

對比以上2個(gè)例子，可以發(fā)現(xiàn)，時(shí)頻譜能夠反映信號更多的細(xì)節(jié)，有助于判斷干擾信號的類別。對于區(qū)分其他種類的干擾信號，時(shí)頻譜也能提供有效的支持，在此不一一列舉?？偟膩碚f，時(shí)頻譜數(shù)據(jù)對識別干擾信號是有效的，設(shè)計(jì)相應(yīng)的算法來運(yùn)用時(shí)頻譜，就能更好地識別干擾信號。

4 結(jié)束語

本文分析了數(shù)字信道化原理，基于多相濾波設(shè)計(jì)了數(shù)字信道化接收模塊，并且采用干擾機(jī)進(jìn)行測試。結(jié)果表明信道化結(jié)果正確，能夠測量各類干擾信號的時(shí)頻域特征，有助于識別干擾信號。